本发明属于无线通信及自干扰抑制领域，具体涉及一种同时双频带内载波聚合接收端自干扰抑制方法。
背景技术
为了满足不同用户对不同业务的需求，以载波聚合(Carrier Aggregation，CA)为基础的多频段/多体制/多用户无线传输正成为当前无线系统发展的重要方向之一。多个频段的多体制信号被一套收发机电路同时发射和接收，我们称之为“同时多频收发系统”，相较传统采用多套并行发射机和多套并行接收机进行处理的架构，它具有更高的系统集成度、更高的功率效率、更低的硬件成本、更简易的设备供电等突出优势。
以同时双频系统为例，考虑到实际系统功放和混频器具有非线性，当不同频率的信号经过非线性系统后，它们相互间由于奇次非线性引起的混频作用将导致交调失真的产生，如：三阶交调失真(IMD3)、五阶交调失真(IMD5)，等等。其中，IMD3主要由三阶非线性引起，IMD5主要由五阶非线性引起，以此类推。而且，低阶交调失真除主要受到其相同阶数非线性的影响外，还受到更高阶奇次非线性的影响(随着高阶阶数增加，影响减弱)，但不受更低阶奇次非线性的影响。例如，在最高为五阶的非线性近似情况下，IMD3同时是三阶非线性和五阶非线性的函数，但IMD5却只是五阶非线性的函数。当双频段间隔较小，同时位于同一个发射频段内，而紧邻的接收频段中出现的接收噪声则是由两个发射信号的互调失真(IMD3和IMD5)引起，三阶交调失真正好落在接收端RX1频带内。
现有的抑制IMD3和IMD5非线性成分的方法主要是在发射端直接改善发射信号质量，具体分为功率回退技术和预失真技术。
功率回退技术的原理是将功率管(PA)工作点从1dB压缩点处向后回退6-10dB，使其工作在远低于1dB压缩点的线性区段。对高峰均比输入信号，则对其均值功率进行回退，即在峰值电平分量进入饱和区时产生一定的非线性失真，保证信号整体失真成都在可接受的范围内，进行功率回退。功率回退技术无需增加额外的电路结构，易于实施，但将功放管回退使用会导致整体工作效率偏低，耗散过大。
预失真技术作为另一种发射端非线性抑制技术，相对于功率回退技术，预失真技术在不降低发射效率的基础上实现了发射信号非线性抑制。其中，数字预失真(DPD)技术是通过在数字基带构建一个由非线性模块实现的数字预失真器，其非线性特性与功放的非线性特性相反，从而使得数字预失真器与功放级联的整个系统呈线性特性。原始基带输入信号首先通过数字预失真器而被预先失真，得到预失真信号，随后，预失真信号再进入功放进行放大，由于功放的非线性得到了预先补偿，使得最终得到的功放输出信号与原始输入信号呈线性关系。DPD技术在硬件实现时不仅需要一条发射通道将预失真信号连接到功放的输入端，还需要一条反馈接收通道来接收功放输出信号，以提供辨识DPD模型系数所必须的功放非线性失真信息。针对双频系统，由于发射端双频间隔一般很大，为了捕获PA产生的交调失真信息，对反馈回路的ADC带宽和采样速率要求很高。可见，数字预失真技术虽然可以改善发射端信号质量，但其昂贵的硬件成本和高复杂度的算法成为数字预失真技术的不足。
技术实现要素：
本专利具体采用如下技术方案：
一种同时双频带内载波聚合接收端自干扰抑制方法，该方法包括：
第1步：对接收端的信号进解调，得到解调后的信号，该解调后的信号由非线性交调失真分量信号和期望接收信号叠加而成；
第2步：对解调后的信号进行滤波；
第3步：将发射端双频信号和第2步滤波后的信号进行时延对齐；
第4步：通过多项式拟合法估计第1步中非线性交调失真分量信号；
第5步：将第1步解调出的信号减去第4步估计出的交调失真分量信号，即完成同时双频带内载波聚合自干扰抑制，从而恢复出期望接收信号，从而有效抑制了发射端引入的非线性成分。
进一步，所述第1步具体为：对接收端的信号进解调，得到解调后的信号y1[n]及另一频点信号，假定y1[n]被三阶交调干扰；其中，
y1[n]＝sIMD3 [n] xexpect[n]；
式中，n表示离散序列，sIMD3 [n]表示真实的三阶交调干扰分量，xexpect[n]表示真实的期望接收信号，用sIMD3 ′[n]作为sIMD3 [n]的估计值，sIMD3 ′[n]的表达式用如下多项式模型表示：
进一步，所述第2步具体为：对解调后的信号y1[n]进行滤波，滤除y1[n]以外的另一频点信号，只获取y1[n]。
进一步，所述第3步具体为：将发射端双频信号x1[n]，x2[n]和y1[n]进行时延对齐，具体为分别将发射端双频信号x1[n]，x2[n]的相位和幅度与y1[n]的相位和幅度对齐。
进一步，所述第4步具体为：对第1步中sIMD3 ′[n]的多项式系数进行求解；
进一步，所述第5步具体为：将第4步求解的多项式系数代入第1步多项式模型以拟合非线性失真分量，即利用多项式拟合的方法对真实的交调噪声进行估计；
进一步，所述第6步具体为：将第1步解调出的信号和第5步估计出的失真分量相减，即完成同时双频带内载波聚合自干扰抑制，即完成双频带内载波聚合场景下的抑制三阶交调失真干扰，提升接收端接收信号的质量，即误差矢量幅度。
本发明方法利用多项式模型拟合三阶交调失真F1±3ωIF干扰噪声，这种自干扰抑制处理流程方法新颖，能够适应同时多频系统，应用前景广泛。
附图说明
图1为实施例1发射端双频信号产生的三阶交调干扰；
图2为实施例1提出的自干扰抑制前后频谱对比结果；
图3a为实施例1接收噪声抑制前期望信号调节结果；
图3b为实施例1接收噪声抑制后期望信号调节结果。
具体实施方式
本专利提出一种应用于同时双频带内载波聚合场景下的接收端自干扰抑制方法，如双频收发系统发射端通过共用一个发射通道(上采样、数模转换、正交IQ调制、射频功放及天线)发射两个频点信号(x1和x2)。双频信号基带带宽如S1虚线框所示。由于实际正交调制和功放(PA)电路存在的非线性失真，非线性的来源主要是功放中的有源器件和无源器件。尤其是在大信号工作时，非线性将表现得尤为明显。经过双频信号(x1和x2)和非线性器件的相互作用，实际输出的信号频谱将出现奇数阶交调失真，如三阶交调失真F1±3ωIF和五阶交调失真F1±5ωIF图1。在实际应用中，三阶交调失真F1±3ωIF的功率远大于五阶交调失真F1±5ωIF的功率，因此，本专利将主要考虑三阶交调失真F1±3ωIF对通信系统的影响。
当奇数阶交调失真信号F1±3ωIF频点正好落在接收端接收的信号的频谱内时。期望接收信号将受到三阶交调失真F1±3ωIF的干扰，由此降低接收端解调信号的质量。当三阶交调失真干扰噪声F1±3ωIF的功率大于期望接收信号的功率时，干扰噪声将淹没期望接收信号，由此，通信将发生异常，接收端无法解析出正确的接收信息。
在本专利中，将主要围绕这种极端的干扰噪声功率大于期望接收信号功率的情况。本方法可以扩展到干扰噪声功率小于接收信号功率的场景，可以用于三阶交调失真干扰噪声F1±5ωIF对通信影响的场景中，也可以扩展到五阶交调失真干扰噪声F1±5ωIF对通信影响的场景中。
本专利应用于同时双频带内载波聚合场景下的接收端自干扰抑制方法具体包括如下步骤：
第1步：对接收端的信号进解调，得到y1[n]及另一频点信号；接收此处y1[n]代表接收端接收到的某一频点信号，假定y1[n]被三阶交调干扰。
第2步：对解调后的信号进行滤波，滤除y1[n]以外的另一频点信号，只获取y1[n]；
第3步：将发射端双频信号x1[n]，x2[n]和y1[n]进行时延对齐，即分别将发射端双频信号x1[n]，x2[n]的相位和幅度与y1[n]的相位和幅度对齐。
第4步：进行多项式系数求解。
第5步：将多项式系数代入多项式模型以拟合非线性失真分量，即利用多项式拟合的方法对真实的交调噪声进行估计。
第6步：将第1步解调出的信号和第5步估计出的失真分量相减，即完成同时双频带内载波聚合自干扰抑制，即完成双频带内载波聚合场景下的抑制三阶交调失真干扰，提升接收端接收信号的质量，即误差矢量幅度。
实施例1
本实施例总体思路是：首先通过多项式拟合非线性三阶交调失真信号，然后在接收端将收到信号后减去拟合估计的三阶非线性分量，从而恢复出期望接收信号，从而有效抑制了发射端引入的非线性成分，提升通信质量和效率。
本方法提出的自干扰抑制原理如下(以16QAM调制为例，其他调制体制也适用本方法)。用x1[n]，x2[n]表示为发射端发射的双频信号，用y1[n]，y2[n]表示解调后的信号，sIMD3 [n]表示真实的三阶交调干扰分量，xexpect[n]表示真实的期望接收信号。
第1步是对接收端的信号进解调，得到y1[n]，y2[n]，y1[n]为xexpect[n]跟sIM3 [n]之和，即信干之和，y1[n]可用下式表示，。
y1[n]＝sIMD3 [n] xexpect[n]
第2步是对解调后的信号进行滤波，滤除y1[n]以外的其他信号，只获取y1[n]；
第3步是通过发射端双频信号x1[n]，x2[n]和y1[n]进行时延对齐。
第4步是进行多项式系数求解。
第5步是将多项式系数代入多项式模型拟合非线性失真分量，即利用多项式拟合的方法对真实的三阶交调噪声进行估计，用sIMD3 ′[n]表示估计的三阶交调噪声如下式所示。
该式中M和P表示多项式阶数。设定多项式的阶数(典型值：M＝4，P＝6)。
第6步是将第1步解调出的信号和第5步估计出的失真进行相减，用x′expect[n]表示相减后估计出来的期望信号，用下式所示。
x′expect[n]＝y1[n]-sIMD3 [n]
将第一步的y1[n]表达式代入上式，可得
x′expect[n]＝y1[n]-sIMD3 [n]＝xexpect[n] sIMD3 [n]-sIMD3 [n]
定义三阶交调估计的残差为r[n]＝sIMD3 [n]-s′IMD3 [n]。则期望信号x′expect[n]和真实期望接收信号xexpect[n]之间的关系用下式表示。
x′expect[n]＝xexpect[n] r[n]
当残差r[n]足够小时，可以用x′expect[n]表示xexpect[n]，从而实现了同时双频带内载波聚合自干扰抑制。
在频谱上观测抑制前后信号频谱，如图1和图2所示。图1表示发射端双频信号因为非线性产生三阶交调失真，图2包含了接收端接收到未经过任何处理的信号频谱、步骤2滤波处理之后的频谱、通过多项式拟合产生的3阶交调频谱、以及通过本专利的方法抑制后的频谱。通过频谱对比，可以肯定本专利方法成功抑制同时双频带内载波聚合场景下三阶交调干扰。结果表明，接收噪声抑制效果-接收噪声功率大于期望信号功率(低噪放未饱和)
本实施例1提出的自干扰抑制前后星座对比结果，即在星座图上观测抑制前后的EVM，如图3a-图3b所示。图3a是未经过抑制的原始接收端信号y1[n]，EVM＝35.44％，可见，接收到的信号收到非线性干扰后，接收解调信号不正常。图3b是通过本专利方法抑制后的期望信号，EVM＝4.52％，可见本专利抑制方法起到了有效的干扰噪声抑制效果。
与现有技术相比，本发明提出的同时双频带内载波聚合场景下双频收发机接收端非线性自干扰抑制方法。该方法利用多项式模型拟合三阶交调失真F1±3ωIF干扰噪声，这种自干扰抑制处理流程方法新颖，能够适应同时多频系统，应用前景广泛。
本申请与现有技术中基于发射端数字预失真方法相比，两者都可以实现三阶交调失真抑制功能，相比之下本发明的技术优点表现在：现有双频收发机非线性抑制技术主要是通过提升发射端信号质量的方法进行，具体包括功率回退法和数字预失真法。本发明具有低复杂度、低硬件资源开销、可扩展性强的技术优点。现有的功率回退技术缺点是以较低输出功率换取发射效率。现有的数字预失真技术需要增加宽带反馈通道，由此需要高采样率ADC才能实现，这种方法硬件资源消耗大，复杂度大。而本发明提出的多项式模型拟合三阶交调失真自干扰抑制方法是在接收端进行，仅在软件层处理即可实现相应的自干扰抑制，硬件资源开销低。同时该方法不仅可以扩展到同时多频系统，而且可以扩展到干扰噪声功率小于期望接收功率场景下。
