一种应用于温度传感器的Sigma-DeltaADC

一种应用于温度传感器的sigma
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delta adc
技术领域
1.本发明涉及模数转换器电路技术领域，尤其涉及一种应用于温度传感器的sigma
‑
delta adc。


背景技术：

2.5g室内基站大范围部署后，万物互联互通成为可能，物联网成为继互联网之后划时代的兴起。对于物联网的无线传感器节点来说，模具温度信息获取是非常重要的，其可以用来降低对与温度的敏感性，因此，温度传感器时无线传感器节点中极为重要的一部分。
3.而adc是温度传感器中的关键模块，adc用于将温度传感器中前端电路产生的电压比例数字化，为温度补偿模块提供可用的温度信息，即adc输出的数字信号精度越高，温度传感器检测的温度精确度越高。


技术实现要素：

4.本发明主要基于温度传感器对于adc精度的需求，提供了一种在满足温度传感器低功耗的前提下，将前端电路输出转换为高分辨率、高精度数字信号的应用于温度传感器的sigma
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delta adc。
5.本发明解决其技术问题所采用的技术方案是，一种应用于温度传感器的sigma
‑
delta adc，其特征是：包括：选择开关电路，用于切换sigma
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delta adc的输入电压；开关电容积分电路，用于采样、保持输入电压并对输入电压做积分处理；动态比较器，用于将积分后的输入电压转化为包含温度信息的脉冲宽度调制信号bs；时序产生电路，为选择开关电路、动态比较器和开关电容积分电路提供驱动信号；偏置电路，为开关电容积分电路和动态比较器提供偏置电压；开关电路，设于时序产生电路、选择开关电路和开关电容积分电路中，受脉冲宽度调制信号bs和驱动信号中的一种或两种信号组成的控制信号控制，用于抵消沟道电荷注入效应以及低频输入下的泄漏电流影响。
6.作为上述方案的一种优选方案，所述开关电路为互补结构的t型开关，包括mos管mna、mnb、mnc、mpa、mpb和mpc，所述mos管mna漏极与mos管mnb源极电连接，所述mos管mpa漏极与mos管mpb源极电连接，所述mos管mna源极与mos管mpa源极电连接作为开关电路的输入端，所述mos管mnb漏极和mos管mpb漏极电连接作为开关电路的输出端，所述mos管mpc源极接电压vdd，mos管mpc漏极与mos管mna漏极电连接，所述mos管mnc漏极接电压vss，mos管mnc源极与mos管mpa漏极电连接，所述mos管mna、mnb和mpc由同一控制信号控制，所述mos管mpa、mpb和mnc由与控制mos管mna、mnb和mpc相反的控制信号控制。
7.作为上述方案的一种优选方案，所述时序产生电路包括用于输入占空比为0.5的时钟信号clk1和clk2的输入端及用于输出信号q1、q2、eval、qf1d、qf1、qf2d和qf2输出端，
所述时钟信号clk2的频率是时钟信号clk1的两倍，所述信号q1在脉冲宽度调制信号bs为第一电平时为延时于信号clk1的信号，信号q1在脉冲宽度调制信号bs为第二电平时为延时于信号clk2的信号，所述第一电平为高电平和低电平中的一种，所述第二电平与第一电平相反，所述信号q2与信号q1相反，所述信号eval为周期与信号clk1相同的脉冲信号，所述信号qf1为周期与信号clk1相同且占空比为0.75的时钟信号，所述信号qf1d为延时于信号qf1的信号，所述信号qf2与信号qf1相反，所述信号qf2d与信号qf1d相反。
8.作为上述方案的一种优选方案，所述选择开关电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端分别与第一开关电路第一端、第二开关电路第一端、第三开关电路第一端和第四开关电路第一端电连接，所述第二输入端分别与第五开关电路第一端和第六开关电路第一端电连接，所述第一输出端分别与第一开关电路第二端、第二开关电路第二端、第五开关电路第二端和第七开关电路第二端电连接，所述第二输出端分别与第三开关电路第二端、第四开关电路第二端、第二开关电路第二端和第八开关电路第二端电连接，所述第七开关第二端和第八开关第二端均接地。
9.作为上述方案的一种优选方案，所述开关电容积分电路使用自动调零技术，包括第一级全差分开关电容积分器和第二级全差分开关电容积分器，所述第一级全差分开关电容积分器的正向输出端和反向输出端与第二级全差分开关电容积分器的正向输入端和反向输入端对应相连，所述第二级全差分开关电容积分器的正向输出端与动态比较器的正向输入端相连，第二级全差分开关电容积分器的反向输出端与动态比较器的反向输入端相连。
10.作为上述方案的一种优选方案，所述开关电容积分电路中设有前馈电路。
11.作为上述方案的一种优选方案，所述第一运放和第二运放均为采用两级结构的共源共栅全差分运算放大器，所述共源共栅全差分运算放大器包括mos管mp1
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mp12及mn1
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mn8、电阻r1
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r2和电容c1
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c4，所述mos管mn7
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mn8、mos管mp8
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mp12、电阻r1
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r2和电容c3
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c4组成共模反馈电路，所述mos管mp1
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mp5和mn1
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mn4组成第一级放大电路，所述mos管mp6
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mp7和mn5
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mn6组成第二级放大电路。
12.作为上述方案的一种优选方案，所述第一级放大电路增益为所述第二级放大电路增益为所述共源共栅全差分运算放大器整体的运放的增益为其中为mos管的跨导，为输出电阻，为输出电导，。
13.作为上述方案的一种优选方案，所述动态比较器包括预放大级、比较级和锁存级，
所述动态比较器依次相连的包括预放大级、比较级和锁存级，所述预放大级包括mos管mn9
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mn11和mp13
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mp19，比较级包括mos管mn12
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mn19和mp17
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mp22，锁存级包括mos管mn20
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mn23和mp23
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mp26，mos管mn9栅极和mn10栅极分别为动态比较器的反向输入端和正向输入端， mos管mn25漏极位动态比较器的反向输出端，mos管mn26漏极为动态比较器的正向输出端。
14.作为上述方案的一种优选方案，所述预放大级中，mn9漏极和mn10漏极为预放大级的正负输出端；所述比较级中， mn18栅极和mn19栅极为比较级的正负输入端， mn16、mn17、mp19和mp20构成正反馈锁存结构， mp18和mp21为复位管，mp22漏极和mp17漏极为比较级的正负输出端；所述锁存级中，mp23栅极和mn20栅极共同组成锁存级的负输入端，mp24栅极和mn23栅极共同组成锁存级的正输入端。
15.本发明的优点是：设有开关电路采用由mos管组成的互补结构的t型开关，能够抵消沟道电荷注入效应以及低频输入下的泄漏电流影响，提高模数转换的精确度和分辨率；开关电容积分电路使用自动调零技术和全差分结构降低积分器的失调电压以及调整采样阶段的周期数用于放大电压，并增加前馈路径减小第一级积分器的平均输出以提高整体电路的稳定性。
附图说明
16.图1为实施例中开关电路的电路原理图。
17.图2为实施例中时序产生电路的电路原理图。
18.图3为实施例中sigma
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delta adc的电路原理图。
19.图4为实施例中共源共栅全差分运算放大器的电路原理图。
20.图5为实施例中动态比较器的电路原理图。
21.图6为实施例中偏置电路的电路原理图。
具体实施方式
22.下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的说明。
23.实施例：本实施例一种应用于温度传感器的sigma
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delta adc，包括选择开关电路、开关电容积分电路、动态比较器、时序产生电路、偏置电路和开关点路，选择开关电路输入端与温度传感器的前端电路相连，选择开关电路输出端与开关电容积分电路相连，开关电容积分电容的输出端与动态比较器输入端相连。
24.本实施例中，选择开关电路用于切换sigma
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delta adc的输入电压；开关电容积分电路用于采样、保持输入电压并对输入电压做积分处理；动态比较器用于将积分后的输入电压转化为包含温度信息的脉冲宽度调制信号bs；时序产生电路为选择开关电路、动态比较器和开关电容积分电路提供驱动信号；偏置电路为开关电容积分电路和动态比较器提供偏置电压；开关电路设于时序产生电路、选择开关电路和开关电容积分电路中，受脉冲宽度调制信号bs和驱动信号中的一种或两种信号组成的控制信号控制，用于抵消沟道电荷注入效应以及低频输入下的泄漏电流影响。
25.如图1所示，开关电路为互补结构的t型开关，包括mos管mna、mnb、mnc、mpa、mpb和mpc，所述mos管mna漏极与mos管mnb源极电连接，所述mos管mpa漏极与mos管mpb源极电连
接，所述mos管mna源极与mos管mpa源极电连接作为开关电路的输入端，所述mos管mnb漏极和mos管mpb漏极电连接作为开关电路的输出端，所述mos管mpc源极接电压vdd，mos管mpc漏极与mos管mna漏极电连接，所述mos管mnc漏极接电压vss，mos管mnc源极与mos管mpa漏极电连接，所述mos管mna、mnb和mpc由同一控制信号clk控制，所述mos管mpa、mpb和mnc由与控制mos管mna、mnb和mpc相反的控制信号clkb控制。控制信号为在电压vss和电压vdd之间摆动的非交叠时钟信号，在控制信号clk处于vdd时，mos管mna和mnb的栅极被偏置至vdd，mos管mpa和mpb的栅极被偏置至vss，此时mos管mpc漏极电压为vdd，mos管mnc漏极电压为vss，mos管mnb和mpb的vgs都是反向偏置，无论mos管mna和mnb是否存在泄漏电流，mos管mnb和mpb均处于深截止区，能够抵消沟道电荷注入效应以及低频输入下的泄漏电流影响。
26.时序产生电路包括用于输入占空比为0.5的时钟信号clk1和clk2的输入端及用于输出信号q1、q2、eval、qf1d、qf1、qf2d和qf2输出端，所述时钟信号clk2的频率是时钟信号clk1的两倍，所述信号q1在脉冲宽度调制信号bs为第一电平时为延时于信号clk1的信号，信号q1在脉冲宽度调制信号bs为第二电平时为延时于信号clk2的信号，所述第一电平为高电平和低电平中的一种，所述第二电平与第一电平相反，所述信号q2与信号q1相反，所述信号eval为周期与信号clk1相同的脉冲信号，所述信号qf1为周期与信号clk1相同且占空比为0.75的时钟信号，所述信号qf1d为延时于信号qf1的信号，所述信号qf2与信号qf1相反，所述信号qf2d与信号qf1d相反。
27.时序产生电路，如图2所示，包括三路结构相同的时序电路，分别记为第一时序电路、第二时序电路和第三时序电路，所述时序电路包括第一支路和第二支路，所述第一支路包括第一非门、第一与非门、第一延时单元和第二非门，所述第二支路包括第二与非门、第二延时单元和第三非门，第一非门的输出端接第一与非门的第一输入端，所述第一与非门输出端接第一延时单元输入端，第一延时单元输出端分别接第二非门输入端和第二与非门第一输入端，所述第二与非门输出端接第二延时单元输入端，第二延时单元输出端分别接第三非门输入端和第一与非门第二输入端，所述第一非门的输入端为第一支路输入端，第二非门输出端为第一支路输出端，第二与非门第二输入端为第二支路输入端，第三非门输出端为第二支路输出端，第一支路输入端与第二支路输入端相连作为时序电路的输入端，所述第一延时单元和第二延时单元均由八个缓冲门串联组成，第一时序电路的输入端接时钟信号clk1，第二时序电路的输入端接时钟信号clk2，第一时序电路第一支路的输出端与开关电路bsn1第一端电连接，开关电路bsn1第二端与开关电路bs1第二端电连接，所述开关电路bs1第一端与第二时序电路第一支路的输出端电连接，开关电路bs1与开关电路bsn1连接处对外输出信号q2，第一时序电路第二支路的输出端与开关电路bsn2第一端电连接，开关电路bsn2第二端与开关电路bs2第二端电连接，所述开关电路bs2第一端与第二时序电路第二支路的输出端电连接，开关电路bs2与开关电路bsn2连接处对外输出信号q1，第三时序电路的输入端与第一或非门输出端电连接，第一或非门的两个输入分别为时钟信号clk1和clk2，第三时序电路第一分支输出端输出信号qf1d，第三时序电路第二分支输出信号qf2d，在第三时序电路的第一延时单元中的第四个缓冲门输出端引出有导线对外输出qf1，在第三时序电路的第二延时单元中的第四个缓冲门输出端引出有导线对外输出qf2。第二时序电路第一支路输出端通过两个串联的缓冲门后接入到第二或非门的第一输入端，第二时序电路第二延时单元的第六个缓冲门输出端通过一个非门后接入到第二或非门的第二输入
端，信号qf1d接入到第二或非门的第三输入端，所述第二或非门对外输出信号eval。
28.在时序电路中，开关电路bs1和开关电路bs2采用图1所示的开关电路，开关电路bs1、开关电路bs2、开关电路bsn1和开关电路bsn2的通断均受动态比较器输出的脉冲宽度调制信号bs控制，当bs处于高电平时，开关电路bs1和开关电路bs2导通，开关电路bsn1和开关电路bsn2断开。
29.如图3所示，选择开关电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端分别与开关电路k1第一端、开关电路k2第一端、开关电路k3第一端和开关电路k4第一端电连接，所述第二输入端分别与开关电路k5第一端和开关电路k6第一端电连接，所述第一输出端分别与开关电路k1第二端、开关电路k2第二端、开关电路k5第二端和开关电路k7第二端电连接，所述第二输出端分别与开关电路k3第二端、开关电路k4第二端、开关电路k2第二端和开关电路k8第二端电连接，所述开关电路k7第二端和开关电路k8第二端均接地。开关电路k1和开关电路k6的控制信号为q1bsn，开关电路k2和k8开关电路的控制信号为q2bs，开关电路k3和开关电路k5的控制信号为q2bsn，开关电路k4和开关电路k7的控制信号为q1bs，信号bsn与信号bs相反。
30.开关电容积分电路使用自动调零技术以减小放大器失调电压和1 / f噪声的影响，开关电容积分电路包括第一级全差分开关电容积分器、第二级全差分开关电容积分器和前馈电路，所述第一级全差分开关电容积分器的正向输出端和反向输出端与第二级全差分开关电容积分器的正向输入端和反向输入端对应相连，所述第二级全差分开关电容积分器的正向输出端与动态比较器的正向输入端相连，第二级全差分开关电容积分器的反向输出端与动态比较器的反向输入端相连，第一级全差分开关电容积分器的正向输入端和反向输入端与选择开关电路第一输出端和选择开关电路第二输出端对应相连。本实施例中，第一级全差分开关电容积分器的增益因子为1/4，第二级全差分开关电容积分器的增益因子为2/3，开关电容积分电路的反馈系数为1/2。
31.第一级全差分开关电容积分器的正向输入端分别与开关电路k14第一端和电容cs2第一端电连接，开关电路k14第二端与电容单元c2第一端电连接，电容单元c2第二端分别与开关电路k12第一端、开关电路k15第一端、电容cs2第二端、第一运放正向输入端、开关电路k15第二端、电容cint1第一端和开关电路k13第一端电连接，开关电路k12第二端、开关电路k13第二端和电容cint1第二端均与第一运放反向输出端电连接，第一运放反向输出端为第一级全差分开关电容积分器的反向输出端。第一级全差分开关电容积分器的反向输入端到第一级全差分开关电容积分器的正向输出端之间的电路与第一级全差分开关电容积分器的正向输入端到第一级全差分开关电容积分器的反向输出端之间的电路相同。开关电路k14受信号bsn控制，开关电路k15受信号q2控制，开关电路k12受信号q1控制，开关电路k13位复位开关。在第一级全差分开关电容积分器中，开关电路k14、电容单元c2、开关电路k15和电容cs2组成的开关电容电路为采样电路，电容cint1为积分电容。当q1位高电平时第一级全差分开关电容积分器处于采样阶段，当q1位低电平时第一级全差分开关电容积分器处于积分阶段，在采样阶段，第一运放切换至单位增益，用于减小运放的失调电压，t1为采样阶段结束时刻，在t1时，输入电压vin将相对于运放的虚拟地vx在电容单元c2上采样，从而将电压vin(t1)
‑
vx(t1) 存储在电容单元c2上。在积分阶段中，积分电容器cint1在运算放大器的反馈路径中切换，并且c2放电至vx。因此，电荷将被积分：，假设采样开关是理想
的，运放没有噪声并且有无限的开环增益，则和将会等于失调电压，积分电路失调被消除。本实施例中电容单元c2由十一个电容cs2并联组成，电容单元c2中并联的电容个数
∆
vbe的放大倍数α有关，可根据转换周期的数目作出相应的调整。
32.第二级全差分开关电容积分器的正向输入端与开关电路k16第一端电连接，开关电路k16第二端分别与开关电路k19第一端和电容c01第一端电连接，电容c01第二端分别与开关k17第一端和开关电路k20第一端电连接，开关电路k19第二段和开关电路k20第二端均接交流地，开关电路k17第二端分别与开关电路k18第一端、电容cint3第一端和第二运放的正向输入端电连接，第二运放的反向输出端分别与电容cint3第二端和开关电路k18第二端电连接。第二级全差分开关电容积分器的反向输入端到第二级全差分开关电容积分器的正向输出端之间的电路与第二级全差分开关电容积分器的正向输入端到第二级全差分开关电容积分器的反向输出端之间的电路相同。在第二级全差分开关电容积分器中，开关电路k16由信号qf2d控制，开关电路k17由信号qf1控制，开关电路k19由信号qf1d控制，开关电路k20由信号qf2控制，开关电路k18位复位开关，电容c01为采样电容，电容cint3为积分电容。
33.前馈电路与第一级全差分开关电容积分器的采样电路相同，由开关电路k9、电容cs1、电容单元c1、开关电路k10和开关电路k11组成，电容cs1第一端和开关电路k9第一端均与第一级全差分开关电容积分器的输入端电连接，电容cs1第二端分别与电容单元c1第二端、开关电路k11第一端和开关电路k10第一端电连接，电容单元c1第一端与开关电路k9第二端电连接，开关电路k11第二端接交流地，开关电路k10第二端与第二运放正向输入端电连接。开关电路k9受信号bsn控制，开关电路k11受信号q1控制，开关电路k10受信号q2控制，电容单元c1与电容单元c2结构相同，前馈电路使得第一级全差分开关电容积分器的平均输出可以保持为零，能够有效消除第一级全差分开关电容积分器的输出摆动且不会改变sigma
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delta adc的噪声传递函数。
34.第一运放和第二运放均为采用两级结构的共源共栅全差分运算放大器，如图4所示，包括mos管mp1
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mp12及mn1
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mn8、电阻r1
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r2和电容c1
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c4，所述mos管mn7
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mn8、mos管mp8
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mp12、电阻r1
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r2和电容c3
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c4组成共模反馈电路，mp8源极接vdd，mp8栅极与偏置电路的输出vb1电连接，mp8漏极分别与mp9源极、mp10源极和mp11源极电连接，mp10栅极与mp11栅极电连接，mp9栅极分别与电容c3第一端、电容c4第一端、电阻r1第一端和电阻r2第一端电连接，mp9漏极与mp12源极电连接，mp12漏极分别与mn7漏极和mn8栅极电连接，mn7源极与mn8漏极电连接，mn8源极接第gnd，mn7栅极和mp12栅极分别与偏置电路的输出vb3和vb2电连接。
35.所述mos管mp1
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mp5和mn1
‑
mn4组成第一级放大电路，mp1源极接vdd，mp1栅极与偏置电路的输出vb1电连接，mp1漏极分别与mp2源极和mp3源极电连接，mp2栅极和mp3栅极分别为共源共栅全差分运算放大器的正向输入端和反向输入端，mp2漏极分别与mp10漏极和mp4源极电连接，mp4漏极与mn1漏极电连接，mn1源极与mn3漏极电连接，mn3源极接地gnd，mp3漏极分别与mp11漏极和mp5源极电连接，mp5漏极与mn2漏极电连接，mn2源极与mn4漏极电连接，mn4源极接地gnd，mp4栅极和mp5栅极均与偏置电路的输出vb2电连接，mn1栅极和mn2栅极均与偏置电路的输出vb3电连接，mn3栅极和mn4栅极均与mn8栅极电连接。
36.所述mos管mp6
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mp7和mn5
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mn6组成第二级放大电路。mp6源极和mp7源极均接vdd，mp6栅极和mp7栅极均与偏置电路的输出vb1电连接，mp6漏极分别与电阻r1第二端、电容c3
第二端、mn5源极和电容c2第一端电连接，电容c2分别与mn5栅极和mp4漏极电连接，mn5漏极接地gnd，mp7漏极分别与电阻r2第二端、电容c4第二端、mn6源极和电容c1第一端电连接，电容c1分别与mn6栅极和mp5漏极电连接，mn6漏极接地gnd， mn5源极为共源共栅全差分运算放大器的正向输出端， mn6源极为共源共栅全差分运算放大器的反向输出端。
37.本实施例中，第一级放大电路增益为第二级放大电路增益为共源共栅全差分运算放大器整体的运放的增益为其中为mos管的跨导，为输出电阻，为输出电导，。
38.动态比较器如图5所示，包括预放大级、比较级和锁存级，所述预放大级包括mos管mn9
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mn11和mp13
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mp19，mos管mn9栅极为动态比较器的反向输入端，mn10栅极为动态比较器的正向输入端，mn9源极分别与mn10源极和mn11源极电连接，mn11栅极接偏置电路，mn11漏极接地gnd，mn9漏极分别与mp13漏极、mp13栅极、mp14漏极和mp15栅极电连接，mn10漏极分别与mp16漏极、mp16栅极、mp14栅极和mp15漏极电连接，mp13源极、mp14源极、mp15源极和mp16源极均接vdd。mn9漏极和mn10漏极为预放大级的正负输出端，预放大级的正负输出端与比较级的正负输入端电连接。
39.比较级采用锁存器结构，通过两个首尾相连的反相器形成正反馈，包括mos管mn12
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mn19和mp17
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mp22，mn18栅极为比较级的正输入端，mn19栅极为比较级的负输入端，mn18源极和mn19源极均接地gnd，mn18漏极与mn16源极电连接，mn16漏极与mn13源极电连接，mn13栅极接信号clk，mn13源极分别与mp17栅极、mp12栅极、mp18漏极、mp19漏极、mp20栅极和mn17栅极电连接，mn19漏极与mn17源极电连接，mn17漏极与mn14源极电连接，mn14栅极接信号clk，mn14源极分别与mp122栅极、mp15栅极、mp121漏极、mp20漏极、mp19栅极和mn16栅极电连接，mp17源极、mp18源极、mp19源极、mp20源极和mp21源极均接vdd，mp18栅极和mp21栅极均接信号clk，mp17漏极与mn12漏极电连接，mn12源极接地gnd，mp22漏极与mn15漏极电连接，mn15源极接地gnd，mp22漏极和mp17漏极分别为比较级的正负输出端，比较级的正负输出端与锁存级的正负输入端电连接电连接。比较级中，mos管mn16、mn17、mp19和mp20构成正反馈锁存结构，mos管mp18和mp21为复位管，信号clk为时序产生电路输出的信号eval。
40.锁存级包括mos管mn20
‑
mn23和mp23
‑
mp26，mp23栅极和mn20栅极共同组成锁存级的负输入端，mp24栅极和mn23栅极共同组成锁存级的正输入端，mp23源极和mp24源极均接vdd，mp23漏极与mp25源极电连接，mp25漏极分别与mp26栅极、mn22栅极、mn21漏极和mn20漏
极电连接，mp24漏极与mp26源极电连接，mp26漏极分别与mp25栅极、mn21栅极、mn22漏极和mn23漏极电连接，mn20源极、mn21源极、mn22源极和mn23源极均接地，mp26漏极和mp25漏极分别为锁存级的正负输出端，即动态比较器的正向输出端和反向输出端。
41.动态比较器在正常比较时，mos管mn18和mn19工作在线性区，信号eval为高电平，mos管mn13和mn14导通，mos管mp18和mp21截止。比较器复位时，信号eval为低电平，mos管mn13和mn15断开，mos管mp18和mp21导通，输出为低电平。因为比较级没有电流通过，所以不产生功耗，能够降低sigma
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delta adc整体的功耗。
42.偏置电路如图6所示，包括mos管mp27
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mp35、mos管mn24
‑
mn34和电阻rb，mp27源极接vdd，mp27漏极分别与mp27栅极和mn24漏极电连接，mn24源极与mn26源极电连接，mn26源极与电阻rb第一端电连接，电阻rb第二端接地gnd，mp28源极接vdd，mp28栅极与mp27栅极电连接，mp28漏极与mn25漏极电连接，mn25栅极分别与mn24栅极和mn25漏极电连接，mn25源极与mn27漏极电连接，mn27栅极分别与mn26栅极和mn27漏极电连接，mn27源极接地gnd，mp29源极接vdd，mp29漏极与mn28漏极电连接，mn28栅极与mn27漏极电连接，mn28源极接地gnd，mp31源极接vdd，mp31漏极与mp32源极电连接，mp32漏极与mp33源极电连接，mp33漏极与mp34源极电连接，mp34漏极与mp35源极电连接，mp35漏极分别与mp31
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mp5栅极和mn29漏极电连接，mn29栅极与mn27漏极电连接，mn29源极接地gnd，mp30源极接vdd，mp30栅极与mp29栅极电连接，mp30漏极分别与mn34漏极和mn34
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mn30栅极电连接，mn34源极与mn33漏极电连接，mn33源极与mn32漏极电连接，mn32源极与mn31漏极电连接，mn31源极与mn30漏极电连接，mn30源极接地gnd。
43.mn25源极对外输出偏置电压vb，mp30栅极对外输出偏置电压vb1，mp35漏极对外输出偏置电压vb2，mp30漏极对外输出偏置电压vb3，偏置电压vb1接于共源共栅全差分运算放大器的mos管mp8、mp1、mp6和mp7的栅极，偏置电压vb2接于共源共栅全差分运算放大器的mos管mp12、mp4和mp5的栅极，偏置电压vb3接于共源共栅全差分运算放大器的mos管mn7、mn1和mn2的栅极，偏置电压vb接于动态比较器的mos管mn11栅极。
44.本实施例中，在内部拟合基准电压，使得sigma
‑
delta adc无需从温度传感器中获取基准电压。
45.本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。