本发明涉及电机控制技术领域，尤其是一种基于虚拟霍尔技术的电动车电机控制器的控制方法。
背景技术
传统的电动车控制器必须依靠霍尔位置传感器才能准确知道电机的电磁角度，电机的霍尔位置传感器安装在电机内部定子上，在大负载长时间工作时，电机内部温度非常高，有可能达到150℃，对霍尔位置传感器来说工作环境相当严酷，所以电机故障率居高不下，主要原因就是霍尔位置传感器失效所致。而且传统的霍尔位置传感器在一个360°电周期内只有六个状态，也就是说电角度只能分成六个等分，最大分辨率只有60°，因此传统的霍尔位置传感器的精度有限。
目前，现有的无传感器控制方式只适用于轻载启动场合(小于额定负载)，并且电机启动前需要预定位，或者注入高频脉冲，不然无法知道电机具体位置，只能盲启动，这时候启动负载稍微大点就容易启动失败。电动两轮车电机在爬坡时负载是额定负载的5倍-10几倍，这种工况下传统的无传感器控制方式根本无法胜任。
技术实现要素：
本发明人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于虚拟霍尔技术的电动车电机控制器的控制方法，在电机三相绕组电平变化时的获取中性点和虚拟中性点的压差，输入电机控制器中即可分析出电机在任意状态的电角度，降低了电机的故障率，又能达到优于霍尔位置传感器的定位精度。
本发明的技术方案如下：
一种基于虚拟霍尔技术的电动车电机控制器的控制方法，电动车电机采用星型绕组结构，控制方法包括如下步骤：
在每个PWM周期开始，获取电动车电机三相绕组的电平状态，并对应获取电机中性点与三相绕组构成的虚拟中性点之间的压差，压差包含电机相位电感的数据；
压差通过模数转换器接入电角度算法模块，通过矢量变换转换为实时电角度；
将实时电角度送入FOC模块进行FOC控制运算后，经过PWM信号驱动模块产生六路PWM信号，六路PWM信号通过三相桥式功率电路驱动电机运转，模数转换器、电角度算法模块、FOC模块和PWM信号驱动模块均设置在电机控制器中。
其进一步的技术方案为，获取电机中性点与三相绕组构成的虚拟中性点之间的压差，包括：
将电机的UVW三根相线与中性点信号线引出组成虚拟霍尔信号检测网络，输出中性点电压和UVW三相绕组的端电压，虚拟霍尔信号检测网络连接信号调理电路，信号调理电路用于对中性点电压和UVW三相绕组的端电压进行信号放大与滤波处理后生成压差的模拟信号；
信号调理电路包括运放和多个电阻，中性点信号线依次通过第一电阻、第二电阻连接运放的同相输入端，UVW三根相线分别通过电阻后连接成一点形成虚拟中性点，虚拟中性点通过第三电阻连接运放的反相输入端，运放的反相输入端通过第四电阻连接运放的输出端，运放的输出端通过第五电阻后接入模数转换器，模数转换器用于将采样到的模拟信号转换为数字量。
其进一步的技术方案为，在电平变化前，建立三相绕组的端电压与三相绕组电感的表达式，并根据表达式获取传递函数；
在电平变化后，以PWM信号作为激励，在两种激励状态下，根据传递函数建立端电压与中性点对地电压的关系式；
根据关系式获取电平变化前后中性点对地电压与三相绕组电感的关系式，并转换为电平变化前后电机中性点与虚拟中性点之间的压差与三相绕组电感的关系式，三相绕组电感与电机转子的位置呈正弦变化关系。
其进一步的技术方案为，信号调理电路还包括电容和三个二极管，运放的同相输入端还通过第六电阻连接第一电源，第一二极管并联在第六电阻两端，且阳极连接同相输入端、阴极连接第一电源；第五电阻和模数转换器的端口之间还连接有第二二极管的阳极、第三二极管的阴极以及电容的第一端，第二二极管的阴极连接第二电源，第三二极管的阳极和电容的第二端均接地；虚拟中性点还通过第七电阻接地，第一电阻和第二电阻之间连接有另一端接地的第八电阻。
其进一步的技术方案为，建立三相绕组的端电压与三相绕组电感的表达式，并根据表达式获取传递函数，包括：
当电机速度为零时，相电压方程表达式为：
其中，R表示定子电阻，相电压和相电流分别表示为：
vabc(t)＝[vAN(t) vBN(t) vCN(t)]T，vAN(t)、vBN(t)、vCN(t)表示t时刻任意一相X(X＝A、B、C)对中性点N的电压；iabc(t)＝[iA(t) iB(t) iC(t)]T，分别表示t时刻任意一相X(X＝A、B、C)的电流；
电感矩阵Labc定义为：
其中，Laa、Lbb、Lcc分别为三相绕组自感，其余分量表示两两之间的互感；
相电压还表示为：vabc＝vXO-vNOT1T (2)
其中，vXO表示任意一相X(X＝A、B、C)对地O的电压，vNO表示中性点N对地O的电压，T1＝[1 1 1]；
对公式(1)进行拉普拉斯变换得到：
vabc(s)＝Riabc(s) Labc(siabc(s)-iabc(0-)) (3)
其中，iabc(0-)是电平变化前的电流初始值；
将公式(2)代入公式(3)，令Zabc＝Labcs R，则推导出下述公式：
zabc*iabc(s)＝vXO(s)-vNOT1T(s) Labciabc(0-) (4)
进一步推出：
令
其中，为电感矩阵Labc的伴随矩阵，L∑a，L∑b，L∑c分别表示伴随矩阵每一列求和；
将公式(5)和(6)代入公式(3)中，得到：
其中，|zabc|是zabc的模值，是zabc的伴随矩阵，I为单位向量；
将公式(7)写为：
则定义传递函数GS为：
其进一步的技术方案为，根据传递函数建立端电压与中性点对地电压的关系式，包括：
端电压的拉普拉斯表达式为：其中vDC为母线电压；
进行反拉普拉斯变换，得到：vXO(t)＝vDC1(t-t1)，其中1(t)表示阶跃函数；
在电平初始状态时，中性点对地电压的表达式为：
vNO＝G(s)vXO (8)
其中，传递函数表示为：
将公式(9)代入公式(8)得到：vNO＝Lk∑(vXO) ws(vXO)(10)
进行反拉普拉斯反变换，得到：
vNO(t)＝Lk∑vXO(t) w(t)vXO(t) (11)
令：bA(t)＝wa(t)*uAO(t)，bB(t)＝wb(t)*uBO(t)，bC(t)＝wc(t)*uCO(t)，并代入公式(11)中，得到：
其进一步的技术方案为，根据关系式获取电平变化前后中性点对地电压与三相绕组电感的关系式，并转换为电平变化前后电机中性点与虚拟中性点之间的压差与三相绕组电感的关系式，包括：
分别推导出电平变化前后端电压的值并代入公式(12)，则电平变化前后对应的电机中性点N对地O的电压表达式分别为：
由于
得到则将公式(14)减去公式(13)得到电平变化过程中电机中性点N对地O的电压压差表示为：
利用去除L∑a、L∑b、L∑c的共模分量，其中vVO表示虚拟中性点V对地O的电压，vXO(t)＝vDC1(t-t1)；
则电平变化过程中电机中性点N对虚拟中性点V的电压压差表示为：
其中，Lk∑X表示A、B、C三相构成的矩阵、下标X表示A、B、C三相中任意一相；公式(16)表明在不同激励状态的跃迁过程中测量电机中性点N和虚拟中性点V的电压压差得到包含电机相位电感的数据。
其进一步的技术方案为，压差通过模数转换器接入电角度算法模块，通过矢量变换转换为实时电角度，包括：
定义每个PWM周期开始时测量的压差矢量如下：
其中，LK∑表示每一列数据求和构成的矩阵，Γa，Γb，Γc均是包含电机相位的压差分量；
对压差矢量进行Clark变换：
Γαβγ＝TcΓabc＝[Γα Γβ Γγ]T (18)
其中，Tc是矢量变换的转换矩阵，Γa、Γβ、Γγ是Clark变换之后的结果；
获取Γa、Γβ并求解反正切函数得到对应的实时电角度估算值为：
本发明的有益技术效果是：
将中性点信号线和电机三相线引出组成虚拟霍尔信号检测网络，并通过与信号调理电路连接输出中性点和虚拟中性点压差的模拟信号，该信号包含了电机相位电感的数据，通过模数转换器后送入电角度算法模块，对压差数字量进行Clark变换，得到包含电机相位电感的α轴、β轴压差分量，通过反正切函数得到对应的实时电角度估算值，该方法无需霍尔位置传感器就可以知道电机在任意状态的电角度，后续利用计算得到的电角度驱动电机运转，采用该方法不仅省掉了霍尔元件的采购成本，还降低了电机的故障率，提高骑行体验感，而且比传统霍尔位置传感器精度更高，符合电动两轮车在爬坡时对电机的要求。
附图说明
图1是本申请提供的两轮电动车电机系统的工作原理示意图。
图2是本申请提供的虚拟霍尔信号检测网络和信号调理电路的整体电路图。
图3是本申请提供的电机控制器与电动车电机的连接控制示意图。
图4是本申请提供的控制方法的流程图。
图5是本申请提供的两种激励下中性点N、母线电压vDC以及地的连接图。
图6是本申请提供的ABC三相和虚拟中性点的连接图。
图7是本申请提供的三个连续PWM周期的电机三相绕组的电平状态图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
本申请主要针对电动两轮车的轮毂电机，电动车轮毂电机采用星型绕组结构，因此本发明工作原理及架构都是针对星型绕组，除了电动车轮毂电机外，采用星型绕组结构的电机本发明一律支持。
如图1所示，两轮电动车电机系统包括首尾依次相连的电机、虚拟霍尔信号检测网络及信号调理电路、电机控制器。
如图2所示，虚拟霍尔信号检测网络由从电机引出UVW三根相线与中性点信号线Y组成，虚拟霍尔信号检测网络输出中性点电压和UVW三相绕组的端电压，并接入信号调理电路。
信号调理电路用于对中性点电压和UVW三相绕组的端电压进行信号放大与滤波处理后生成压差的模拟信号。信号调理电路包括运放U1、多个电阻、电容C1和三个二极管。具体的，中性点信号线Y依次通过第一电阻R1、第二电阻R2连接运放U1的同相输入端，UVW三根相线分别通过电阻RU、RV、RW后连接成一点形成虚拟中性点V，虚拟中性点V通过第三电阻R3连接运放U1的反相输入端，运放U1的反相输入端通过第四电阻R4连接运放U1的输出端，运放U1的输出端通过第五电阻R5后连接电机控制器的模拟信号采集端口ADC_M，也即接入模数转换器，模数转换器用于将采样到的模拟信号转换为数字量。
可选的，运放U1的同相输入端还通过第六电阻R6连接第一电源 1.65V，第一二极管D1并联在第六电阻R6两端，且阳极连接同相输入端、阴极连接第一电源 1.65V。第五电阻R5和模拟信号采集端口ADC_M之间还连接有第二二极管D2的阳极、第三二极管D3的阴极以及电容C1的第一端，第二二极管D2的阴极连接第二电源 3.3V，第三二极管D3的阳极和电容C1的第二端均接地；虚拟中性点V还通过第七电阻R7接地，第一电阻R1和第二电阻R2之间连接有另一端接地的第八电阻R8。
如图3所示，电机控制器包括依次相连的模数转换器、电角度算法模块、FOC模块和PWM信号驱动模块，PWM信号驱动模块通过三相桥式功率电路连接电机。
基于上述的两轮电动车电机系统，本申请提供了一种基于虚拟霍尔技术的电动车电机控制器的控制方法，其流程图如图4所述，包括如下步骤：
步骤1：在每个PWM周期开始，获取电动车电机三相绕组的电平状态，并对应获取电机中性点N与三相绕组构成的虚拟中性点V之间的电压压差，压差包含了电机相位电感的数据。
步骤2：压差通过模数转换器接入电角度算法模块，通过矢量变换转换为实时电角度。
电角度估算原理如下：
<1>在电平变化前，建立三相绕组的端电压与三相绕组电感的表达式，并根据表达式获取传递函数。
当电机速度为零时，相电压方程表达式为：
其中，R表示定子电阻，相电压和相电流分别表示为：
vabc(t)＝[vAN(t) vBN(t) vCN(t)]T，vAN(t)、vBN(t)、vCN(t)表示t时刻任意一相X(X＝A、B、C)对中性点N的电压；iabc(t)＝[iA(t) iB(t) iC(t)]T，分别表示t时刻任意一相X(X＝A、B、C)的电流；
电感矩阵Labc定义为：
其中，Laa、Lbb、Lcc分别为三相绕组自感，其余分量表示两两之间的互感，例如：Lab表示B相对A相的互感。
相电压还表示为：vabc＝vXO-vNOT1T (2)
其中，vXO表示任意一相X(X＝A、B、C)对地O的电压，vNO表示中性点N对地O的电压，T1＝[1 1 1]；
对公式(1)进行拉普拉斯变换得到：
vabc(s)＝Riabc(s) Labc(siabc(s)-iabc(0-)) (3)
其中，iabc(0-)是电平变化前的电流初始值；
将公式(2)代入公式(3)，令Zabc＝Labcs R，则推导出下述公式：
zabc*iabc(s)＝vXO(s)-vNOT1T(s) Labciabc(0-) (4)
进一步推出：
令
其中，为电感矩阵Labc的伴随矩阵，L∑a，L∑b，L∑c分别表示伴随矩阵每一列求和；
将公式(5)和(6)代入公式(3)中，得到：
其中，|zabc|是zabc的模值，是zabc的伴随矩阵，I为单位向量；
将公式(7)写为：
则定义传递函数GS为：
<2>在电平变化后，以PWM信号作为激励，在两种激励状态下，根据传递函数建立端电压vXO与中性点对地电压vNO的关系式。
图5-1代表低电平激励时的连接关系，图5-2代表高电平激励时的连接关系，图中X，Y，Z代表ABC三相，由图可知端电压的拉普拉斯表达式为：
其中vDC为母线电压。
对上式进行反拉普拉斯变换，得到：vXO(t)＝vDC1(t-t1)，其中1(t)表示阶跃函数。
在电平初始状态时，中性点对地电压的表达式为：
vNO＝G(s)vXO (8)
其中，传递函数表示为：
将公式(9)代入公式(8)得到：vNO＝Lk∑(vXO) ws(vXO) (10)
进行反拉普拉斯反变换，得到：
vNO(t)＝Lk∑vXO(t) w(t)vXO(t) (11)
令：bA(t)＝wa(t)*uAO(t)，bB(t)＝wb(t)*uBO(t)，bC(t)＝wc(t)*uCO(t)，并代入公式(11)中，得到：
<3>根据关系式(12)获取电平变化前后中性点对地电压vNO与三相绕组电感的关系式，并转换为电平变化前后电机中性点与虚拟中性点之间的压差与三相绕组电感的关系式，三相绕组电感与电机转子的位置呈正弦变化关系。
分别推导出电平变化前后端电压的值并代入公式(12)，则电平变化前后对应的电机中性点N对地O的电压表达式分别为：
由于
得到则将公式(14)减去公式(13)得到电平变化过程中电机中性点N对地O的电压压差表示为：
如图6所示，利用去除L∑a、L∑b、L∑c的共模分量，其中vVO表示虚拟中性点V对地O的电压，vXO(t)＝vDC1(t-t1)。
则电平变化过程中电机中性点N对虚拟中性点V的电压压差表示为：
其中，Lk∑X表示A、B、C三相构成的矩阵、下标X表示A、B、C三相中任意一相。
公式(16)表明在不同激励状态的跃迁过程中测量电机中性点N和虚拟中性点V的电压压差可以得到包含电机相位电感的数据。
<4>定义每个PWM周期开始时测量的压差矢量如下：
其中，LK∑表示每一列数据求和构成的矩阵，Γa，Γb，Γc均是包含电机相位的压差分量。
对压差矢量进行Clark变换：
Γαβγ＝TcΓabc＝[Γα Γβ Γγ]T (18)
其中，Tc是矢量变换的转换矩阵，Γa、Γβ、Γγ是Clark变换之后的结果。
获取Γa、Γβ并求解反正切函数得到对应的实时电角度估算值为：
图7示出了不同的PWM周期A、B、C三相对地电压(也即端电压)，根据上述推断可知估算的电角度来源于Γabc＝[Γa Γb Γc]，而Γa，Γb，Γc数值的更新与PWM的周期相关，从图中可以看出，t0时刻ABC三相是低电平，t1时刻A相由低电平变为高电平，Γa的值开始更新，当B相、C相分别变为高电平时，Γb，Γc分别依次进行更新，由此推知，每过三个周期数据全部更新一次，因此可以得到实时更新的电角度。
步骤3：将实时电角度送入FOC模块进行FOC控制运算后，经过PWM信号驱动模块产生六路PWM信号，六路PWM信号通过三相桥式功率电路驱动电机运转。
该方法通过实时采样电机中性点和虚拟中性点之间的压差，而压差是相电感变化的反映，电机相电感在不同转子位置具有不同的变化，这样可以实时知道电机的转子位置，后续利用计算得到的电角度驱动电机运转，采用该方法不仅省掉了霍尔元件的采购成本，还降低了电机的故障率，提高骑行体验感，而且比传统霍尔位置传感器精度更高，符合电动两轮车在爬坡时对电机的要求。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。
