准谐振自动调谐控制器的制作方法

准谐振自动调谐控制器
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求于2019年10月25日提交的美国非临时申请号16/663,626的优先权，所述申请要求于2019年4月12日提交的美国临时申请号62/833,076的优先权权益，所有申请都通过引用整体并入本文。


背景技术：

3.反激式转换器在现代电源中是常见的，并且用于交流(“ac”)到直流(“dc”)转换和dc
‑
dc转换两者，其中电源的输入端与输出端之间具有电流隔离。通常，反激式转换器是具有电感装置的功率转换器，所述电感装置被分开以形成提供电流隔离的变压器。通常，反激式转换器具有初级侧和次级侧，其中反激式转换器的初级侧包括开关(例如像晶体管)，并且次级侧包括另一个开关(例如像二极管)，以对反激式转换器的次级侧产生的电流进行整流。在操作中，反激式转换器通常以开关模式操作，所述开关模式周期性地接通和断开向电感装置提供电流的初级侧开关(“主开关”)。
4.通常，反激式转换器中的功率损耗可包括传导损耗以及开关损耗。此类功率损耗会降低反激式转换器的效率，并且又产生热量，所述热量使反激式转换器的温度接近和/或超出反激式转换器的峰值操作温度。因此，反激式转换器中的功率损耗会对反激式转换器的高效和/或安全操作造成不利影响。为了减轻此类功率损耗中的一些，反激式转换器可以准谐振开关模式操作以减少主开关处的开关损耗，并且因此提高反激式转换器的效率并降低主开关的操作温度。
5.由反激式转换器的电感和寄生电容产生的准谐振振荡信号通常包括峰值(局部电压最大值)和谷值(局部电压最小值)，所述谷值对应于主开关的漏极电压为最小值时的时间。通常，准谐振开关反激式转换器使用控制器装置或电路来控制开关的操作，以便通过在准谐振信号中出现谷值时接通开关来最小化开关损耗。


技术实现要素：

6.在一些实施方案中，一种准谐振自动调谐控制器包括零电压交叉检测电路和具有查找表的谷值调谐有限状态机。所述零电压交叉检测电路被配置来接收参考电压并且从辅助绕组接收辅助信号。所述辅助信号包括多个振荡波痕，并且所述多个振荡波痕中的每个振荡波痕具有峰点和谷点。所述零电压交叉检测电路产生比较信号，当所述辅助信号小于所述参考电压时，所述比较信号包括多个脉冲。所述多个脉冲中的每个脉冲具有对应于所述多个振荡波痕中的振荡波痕的半周期的脉冲宽度。所述谷值调谐有限状态机被配置来确定所述比较信号的所述多个脉冲中的每个脉冲的所述脉冲宽度并且根据每个脉冲宽度产生分频脉冲宽度。所述分频脉冲宽度对应于所述振荡波痕的四分之一周期。所述谷值调谐有限状态机将每个脉冲的所述分频脉冲宽度存储在所述查找表中，并且根据所述比较信号确定所述辅助信号小于所述参考电压。所述谷值调谐有限状态机在所述辅助信号小于所述参考电压的情况下等待对应于存储在所述查找表中的所述分频脉冲宽度的时间段，并且在
等待所述时间段之后产生谷点信号。
7.在一些实施方案中，一种方法涉及接收参考电压并且从反激式转换器的辅助绕组接收辅助信号。所述辅助信号包括多个振荡波痕。所述多个振荡波痕中的每个振荡波痕具有峰点和谷点。产生比较信号，当所述辅助信号小于所述参考电压时，所述比较信号包括多个脉冲。所述多个脉冲中的每个脉冲具有对应于所述多个振荡波痕中的振荡波痕的半周期的脉冲宽度。确定所述比较信号的所述多个脉冲中的每个脉冲的所述脉冲宽度。根据每个脉冲宽度产生分频脉冲宽度，所述分频脉冲宽度对应于所述振荡波痕的四分之一周期。将每个脉冲的所述分频脉冲宽度存储在查找表中。所述方法进一步涉及：根据所述比较信号确定所述辅助信号小于所述参考电压；以及在所述辅助信号小于所述参考电压的情况下等待对应于存储在所述查找表中的所述分频脉冲宽度的时间段。在等待所述时间段之后产生谷点信号。
8.在一些实施方案中，一种具有主开关的反激式转换器的初级侧控制器包括准谐振自动调谐控制器，所述准谐振自动调谐控制器与辅助绕组进行信号通信。所述准谐振自动调谐控制器被配置来根据由所述辅助绕组产生的辅助信号产生谷点信号。混合信号控制器与所述准谐振自动调谐控制器进行信号通信。所述混合信号控制器被配置来接收所述谷点信号，并且作为响应，产生脉冲宽度调制(“pwm”)信号。栅极驱动器驱动所述主开关并且与所述主开关和所述混合信号控制器进行信号通信。所述栅极驱动器被配置来接收所述pwm信号并且产生栅极驱动器信号。
9.在研究以下附图和具体实施方式时，其他装置、设备、系统、方法、特征以及优点对于本领域技术人员将是或将变得显而易见。所有此类另外的装置、设备、系统、方法、特征和优点都意图包括在本说明书中、在本发明的范围内并且受所附权利要求保护。
附图说明
10.通过参考以下附图可更好地理解本公开。在附图中，贯穿不同视图，相似的附图标记指示对应的部分。
11.图1是根据本公开的示例性反激式转换器的示意图。
12.图2是根据本公开的图1所示的示例性准谐振自动调谐控制器的示意图。
13.图3a是根据本公开的由图1所示的辅助绕组产生的示例性辅助信号的曲线图。
14.图3b是根据本公开的由图2所示的零电压交叉检测电路产生的示例性偏移辅助信号的曲线图。
15.图3c是根据本公开的由图2所示的零电压交叉检测电路产生的示例性比较信号的曲线图。
16.图3d是根据本公开的由图1和图2所示的准谐振自动调谐控制器产生的示例性谷点信号的曲线图。
17.图4是例示根据本公开的图1和图2所示的准谐振自动调谐控制器的操作的示例性过程的一部分的流程图。
具体实施方式
18.在以下描述中，相似的附图标记用于识别相似的元件。此外，图式意图以图解方式
示出示例性实施方案的主要特征。图式并不意图描绘实际实施方案的每个特征。
19.本文公开一种反激式转换器的准谐振自动调谐控制器，其用于在跨广泛范围的输入电压(例如，在85伏至265伏之间)、跨广泛范围的输出电压(例如，在3伏至24伏之间)以及跨广泛范围的输出负载电流操作条件的准谐振操作期间准确检测电压谷点。
20.准确检测准谐振信号的电压谷点(即，局部电压最小值)通常是反激式转换器中的准谐振操作所期望的。这是因为在反激式转换器的准谐振操作期间，反激式转换器的初级侧开关(“主开关”)理想地在主开关的漏极电压处于最小值时切换。在开关的漏极电压处于最小值时切换主开关提高功率处理效率，减少半导体开关上的电压应力，并且减少电磁干扰。然而，目前通常难以准确检测跨广泛范围的反激式转换器输入电压(例如，85vac至265vac)、输出电压(例如，3vdc至24vdc)以及变化的输出负载在准谐振传导模式下操作的反激式转换器的主开关漏极电压谷点。
21.一些已知的相关方法通常需要通过利用外部部件进行手动调谐。由于反激式转换器的输入和输出电压的变化，此类已知方法对准谐振周期变化敏感。
22.为了跨变化的输入和输出条件并且在存在系统延迟诸如栅极驱动器传播、谷值检测器转换和处理延迟以及可变准谐振周期(例如，在大约800ns至2500ns之间)的情况下在谷点处准确地接通主开关，本文公开一种自适应/预测性谷值检测方法。
23.由于准确地检测电压谷点，准谐振自动调谐控制器允许通过在反激式转换器的主开关的漏极电压最小时切换主开关而最佳地实现反激式转换器的准谐振操作。因此，准谐振自动调谐控制器实现提高的ac
‑
dc功率转换效率、减少的半导体开关上的电压应力以及减少的电磁干扰。此外，准谐振自动调谐控制器无需外部部件的手动调谐或无需对准谐振周期变化敏感即可实现这些目标。
24.总体上，准谐振自动调谐控制器的操作原理涉及使用由反激式转换器的辅助绕组产生的辅助信号来测量准谐振信号的多个振荡波痕的半周期。使用初级侧控制器的零电压交叉检测电路测量半周期。将所检测到的准谐振半周期转换为四分之一周期(即，分频脉冲宽度)并且将其存储在查找表(lut)中(例如，存储在存储装置中)。在此实例中，振荡波痕的每个四分之一周期对应于振荡波痕的谷点(即，第一谷点、第二谷点、第三谷点等)。在反激式转换器的后续开关循环期间，当准谐振自动调谐控制器检测到要切换的期望谷值(即，第一谷值、第二谷值、第三谷值等)的零电压交叉时，准谐振自动调谐控制器等待所测量的四分之一周期，之后产生表示辅助信号(即，准谐振信号)的对应振荡波痕的估计谷点的谷点信号。如果反激式转换器唯一地在准谐振信号的第一谷值处切换，则准谐振自动调谐控制器可能无法测量完整的准谐振半周期。因此，在一些实例中，如果准谐振自动调谐控制器确定反激式转换器的主开关已经针对反激式转换器的阈值数量的先前开关循环唯一地在准谐振信号的第一谷点处切换，则准谐振自动调谐控制器可操作来迫使反激式转换器针对一个或多个后续开关循环周期性地在准谐振信号的第二(或稍后)谷点处切换，以测量准谐振半周期。例如，在确定反激式转换器已经针对先前255个开关循环唯一地在准谐振信号的第一谷点处切换时，准谐振自动调谐控制器可迫使反激式转换器每255个开关循环一次地针对一个或多个开关循环在准谐振信号的第二谷点处切换。
25.转向图1，示出了根据本公开的反激式转换器102的初级侧控制器100的示例性实现方式的示意图。在操作中，反激式转换器102接收输入电压(“v
in”)142并且产生输出电压
(“v
out”)144。在此实例中，初级侧控制器100包括准谐振自动调谐控制器104、混合信号控制器106和栅极驱动器108。混合信号控制器106与准谐振自动调谐控制器104和栅极驱动器108两者进行信号通信。
26.在此实例中，反激式转换器102包括初级侧电路110、次级侧电路112和辅助电路148。辅助电路148大致包括变压器114的辅助绕组150、辅助接地152、第一分压器电阻器154、第二分压器电阻器156、串联二极管158、电压调节器(例如，ldo)160和电容器162、164。初级侧电路110和次级侧电路112通过变压器114进行信号通信，变压器114具有初级绕组116、次级绕组118、辅助绕组150和磁芯120。初级绕组116是初级侧电路110的一部分，并且次级绕组118是次级侧电路112的一部分。初级侧电路110包括主开关122、电流感测电阻器134和缓冲电路，所述缓冲电路包括电阻器128、电容器130和二极管132。还示出变压器114的磁化电感124的表示和寄生电感126的表示。初级绕组116、电容器130和二极管132与主开关122的漏极136进行信号通信。电流感测电阻器134与主开关122的源极138以及初级侧接地140进行信号通信。在此实例中，主开关122是场效应晶体管(“fet”)，其可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(“mosfet”)。
27.初级侧控制器100与辅助电路148、主开关122和初级侧电路110的电压输入端进行信号通信。特别地，主开关122的栅极146与栅极驱动器108进行信号通信。初级侧控制器100接收输入电压v
in 142、表示通过主开关122的电流的电压v
sns 191、反馈信号190、操作电压193和来自辅助绕组150的辅助信号196。初级侧控制器100与电压调节器160进行信号通信以接收操作电压193，并且与分压器电阻器154和156进行信号通信以接收辅助信号196。
28.初级侧控制器100还与光耦合器180进行信号通信。在此实例中，从次级侧电路112到初级侧电路110的反馈由光耦合器180结合齐纳二极管182和电阻网络提供，所述电阻网络包括相应地第一电阻器183、第二电阻器184、第三电阻器185和第四电阻器186。光耦合器180包括led 187和光电晶体管188。光电晶体管188与初级侧控制器100和接地189进行信号通信。在操作中，光耦合器180向初级侧控制器100提供反馈信号190，所述反馈信号190指示需要通过变压器114将更多还是更少的功率从初级侧电路110传输到次级侧电路112。
29.次级侧电路112包括次级绕组118、次级侧开关166、电容器168、次级侧接地170和次级侧控制器172。次级侧控制器172与次级侧开关166的栅极174、漏极176和源极178以及次级侧接地170进行信号通信。在此实例中，次级侧开关166也可以是fet，诸如mosfet。次级侧控制器172还被配置来接收v
out 144。
30.在操作实例中，混合信号控制器106通过产生脉冲宽度调制(“pwm”)信号192来控制主开关122的操作，pwm信号192被传递到栅极驱动器108。pwm信号192由栅极驱动器108接收并且转换成驱动电压信号194，所述驱动电压信号194被注入主开关122的栅极146并且接通或断开主开关122。接通主开关122和断开主开关122的序列被视为反激式转换器102的开关循环。栅极驱动器108可以是包括将pwm信号192(其为数字信号)转换成能够驱动主开关122的驱动电压信号194的电路系统的电路、装置或部件。在此实例中，pwm信号192还被传递到准谐振自动调谐控制器104。准谐振自动调谐控制器104将pwm信号192用作谷值检测复位触发器。准谐振自动调谐控制器104通过分压器电阻器154和156从辅助绕组150接收辅助信号196。作为响应，准谐振自动调谐控制器104产生谷点信号198(即，指示已经出现谷值的信号)，谷点信号198被传递到混合信号控制器106。然后，混合信号控制器106利用谷点信号
198来确定应在何时切换主开关122。本领域普通技术人员应了解，在设计开关模式电源时，设计者试图通过尝试在漏极与源极之间的电压(“v
ds”)处于电压谷值(即，处于最小电压电平)时切换主开关122来最大化开关模式电源的效率。因此，混合信号控制器106将主开关122的开关时间优化为在谷点处发生。
31.在图2中，示出了根据本公开的准谐振自动调谐控制器104的实现方式的实例的示意图。在此实例中，准谐振自动调谐控制器104包括零电压交叉检测电路200，其与谷值调谐有限状态机202进行信号通信。零电压交叉检测电路200包括比较电路204、第一分压器网络206、第二分压器网络208和串联电容器210。比较电路204可被实现为包括反相端子212和非反相端子214的运算放大器(“op
‑
amp”)。第一分压器网络206包括耦合到接地节点220的分压器电阻器216、218。第二分压器网络208包括耦合到接地节点220的分压器电阻器222、224。在此实例中，第一分压器网络206的分压器电阻器216、218以及串联电容器210与比较电路204的反相端子212进行信号通信。第二分压器网络208的分压器电阻器222、224与比较电路204的非反相端子214进行信号通信。比较电路204的输出端子226与谷值调谐有限状态机202进行信号通信。
32.谷值调谐有限状态机202是有限状态机(也称为“状态机”)，其是可在任何给定时间恰好处于有限数量状态中的一种状态的装置。有限状态机可响应于外部输入而从一种状态变成另一种状态，并且由其状态列表、其初始状态和每次转变(即，从一种状态变成另一种状态)的条件限定。谷值调谐有限状态机202可被实现为数字电路，所述数字电路可包括可编程逻辑装置、可编程逻辑控制器、逻辑门和正反器或继电器。作为一个实例，谷值调谐有限状态机202可包括用于存储状态变量的寄存器、确定状态转变的组合逻辑块以及确定谷值调谐有限状态机202的输出的第二组合逻辑块。
33.在此实例中，谷值调谐有限状态机202包括如图所示连接的脉冲宽度查找表(“lut”)228和组合逻辑电路系统(“逻辑电路”)234。还示出组合逻辑电路系统234的简化示例性操作视图235以例示谷点信号(“valleypoint”)198的生成。
34.在高电平下，谷值调谐有限状态机202测量存在于反激式转换器102的主开关122的漏极节点处的准谐振波形的半周期的持续时间。谷值调谐有限状态机202使用所测量的半周期(即，半脉冲宽度)来确定准谐振波形的四分之一周期(即，分频脉冲宽度)1/4t
qrperiod
(n)(例如，使用分频器电路)，并且将对应于四分之一周期的每个持续时间存储在脉冲宽度lut 228中。在下一次检测到准谐振波形的零交叉时(即，在反激式转换器102的后续开关循环期间)，谷值调谐有限状态机202等待对应于脉冲宽度lut 228中的所存储持续时间的持续时间(1/4t
qrperiod
)(即，对应于先前确定的四分之一周期的持续时间)，之后发出谷点信号。混合信号控制器106使用谷点信号(valleypoint198)来控制主开关122的开关时间，使得主开关122的漏极节点处的电压处于对应于准谐振波形的期望谷值的电压最小值。例如，如果在后续开关循环期间，在确定已经发生对应于要切换的期望谷值(例如，第一谷值、第二谷值、第三谷值等)的零交叉时，谷值调谐有限状态机202等待对应于所确定谷点的持续时间，之后发出谷点信号(valleypoint 198)。
35.在此实例中，脉冲宽度lut 228是存储器模块、可编程逻辑电路或另一部件内的查找表。逻辑电路234可操作来确定脉冲宽度(例如，使用计数器电路块)，对所确定的脉冲宽度进行分频(例如，使用分频器电路块)，生成延迟脉冲(例如，使用延迟电路块)，并且可操
作来执行其他操作。
36.例如，逻辑电路234可操作来对与由比较电路204产生的比较信号(“compqr”)236的多个脉冲中的每个脉冲的脉冲宽度对应的时间长度进行计数。
37.在反激式转换器102的操作期间，在辅助绕组150处产生感应电流，由此跨辅助绕组150产生辅助电压vaux(t)195。辅助电压vaux(t)195被分压器电阻器154、156(图1所示)分降以产生辅助信号196，所述辅助信号196由零电压交叉检测电路200接收。串联电容器210(图2所示)消除辅助信号196的任何dc分量。第一分压器网络206用从源电压(“v
cc”)242(例如，操作电压193)产生的dc分量来使辅助信号196的剩余ac分量偏移以产生偏移辅助信号244，所述偏移辅助信号244被传递到比较电路204的反相端子212。偏移辅助信号244(“vauxoffset”)可表达为：
38.vauxoffset＝h
×
vaux(t) v
dc
(方程1)
39.其中h是由分压器电阻器154、156和216、218产生的标量，vaux(t)是由辅助绕组150生成的辅助电压vaux(t)195，并且v
dc
是通过用第一分压器网络206对v
cc 242进行分降生成的偏移电压。所得偏移辅助信号vauxoffset 244在比较电路204的反相端子212处被接收。
40.第二分压器网络208用分压器电阻器222、224对v
cc 242进行分降以生成具有dc电压值v
dc
的比较参考信号246。比较参考信号246在比较电路204的非反相输入端处被接收。比较电路204比较在比较电路204的反相端子212和非反相端子214处接收的信号以生成比较信号compqr 236。因此，在v
cc 242会波动的情况下，vauxoffset244的dc偏移和比较参考信号246的dc电压电平将相应地波动。
41.在此实例中，辅助信号196的ac分量包括准谐振波形的一系列振荡波痕，其中所述一系列振荡波痕中的每个振荡波痕具有峰点和谷点。本领域普通技术人员应了解，辅助信号196中的此类振荡波痕是主开关122的漏极136(即，v
ds
)处的准谐振振荡的结果。此类振荡是由反激式转换器102中的电路系统的寄生电感和电容引起的。
42.在一些实施方案中，分压器电阻器216的电阻值等于分压器电阻器222的电阻值。类似地，在此类实施方案中，分压器电阻器218的电阻值等于分压器电阻器224的电阻值。因此，比较参考信号246的dc电压值v
dc
等于偏移辅助信号244的dc偏移值v
dc
。此外，偏移辅助信号244的ac分量在v
dc
上下交替，使得v
dc
可被视为偏移辅助信号244的“零基准”。因此，当偏移辅助信号244的ac分量从高于v
dc
的电压电平转变成低于v
dc
的电压电平或从低于v
dc
的电压电平转变成高于v
dc
的电压电平时，所述转变被视为“零交叉”。
43.比较电路204将偏移辅助信号244与比较参考信号246进行比较以产生比较信号compqr 236。比较信号compqr 236是数字信号，所述数字信号在偏移辅助信号244具有小于或等于比较参考信号246的电压值时具有正脉冲(即，数位1)，并且在偏移辅助信号244具有大于比较参考信号246的电压值时没有脉冲(即，数位0)。比较信号compqr 236由脉冲宽度lut 228和逻辑电路234两者接收。在此实例中，比较信号compqr 236的脉冲具有对应于偏移辅助信号244的振荡波痕的半周期的脉冲宽度持续时间。出现此对应性是因为：比较信号compqr 236脉冲的每个脉冲在振荡波痕导致偏移辅助信号244的电压值下降到或低于比较参考信号246(即v
dc
)时开始，并且在振荡波痕导致偏移辅助信号244的电压值上升到高于比较参考信号246时结束。
44.脉冲宽度lut 228使用比较信号compqr 236的脉冲持续时间来确定对应于偏移辅助信号244的振荡波痕的四分之一周期的持续时间(即，振荡波痕的半周期持续时间的一半)并存储所述持续时间。偏移辅助信号244的每个四分之一周期对应于偏移辅助信号244的电压最小值(即，谷值)(即，第一谷值、第二谷值、第三谷值等)的估计位置。
45.在反激式转换器102的后续开关循环中，在下一次检测到谷值时，逻辑电路234将谷值检测信号valley(n)240发送到脉冲宽度lut228。脉冲宽度lut 228将延迟值1/4t
qrperiod
(n)238传输到逻辑电路234。在自谷值检测信号valley(n)240开始的对应于1/4t
qrperiod
的持续时间之后，逻辑电路234将谷点(“valleypoint”)198信号传输到混合信号控制器106，所述混合信号控制器106基于谷点信号198来切换主开关122。在接收到后续pwm信号192时，逻辑电路234对谷点检测进行复位。在一些实施方案中，如果准谐振自动调谐控制器104确定反激式转换器102的主开关122已经针对反激式转换器102的阈值数量的先前开关循环(例如，63个开关循环、127个开关循环、255个开关循环、511个开关循环等)唯一地在准谐振信号的第一谷点处切换，则准谐振自动调谐控制器104可操作来迫使反激式转换器102针对一个或多个后续开关循环在准谐振信号的第二(或稍后)谷点处切换，以测量准谐振半周期。在一些实施方案中，由准谐振自动调谐控制器104确定反激式转换器102已经针对反激式转换器102的阈值数量的先前开关循环唯一地在准谐振信号的第一谷点处切换是由谷值调谐有限状态机202执行。在一些此类实施方案中，由准谐振自动调谐控制器104确定反激式转换器102已经针对反激式转换器102的阈值数量的先前开关循环唯一地在准谐振信号的第一谷点处切换是由组合逻辑电路系统234执行。
46.转向图3a，示出了根据本公开的由辅助绕组150产生的示例性辅助电压v
aux
(t)195的曲线图300。辅助电压v
aux
(t)195的曲线图300被绘制为电压对时间，其中曲线图300从低电压
‑
v
in
/tr
vin
变化到高电压v
out
/tr
aux
，其中tr
vin
是变压器114的初级与次级匝数比，并且tr
aux
是变压器114的辅助与次级匝数比。在此实例中，辅助电压v
aux
(t)195被示出为具有第一谷点310、第二谷点312、第三谷点313、第一峰值314和第二峰值316。辅助信号196的振荡波痕在高电压v
out
/tr
aux
与第二低电压
‑
v
out
/tr
aux
之间变化。第一谷点310具有等于
‑
v
out
/tr
aux
的电压值。由于辅助电压v
aux
(t)195的振荡被阻尼，因此后续振荡波痕将具有大于第二低电压
‑
v
out
/tr
aux
的谷点和小于高电压v
out
/tr
aux
的峰值。
47.在此实例中，辅助电压v
aux
(t)195开始于小于0的低电压
‑
v
in
/tr
vin
，然后在主开关122断开之后上升到高电压v
out
/tr
aux
。辅助电压v
aux
(t)195在第一时间t1转变跨越0v电平，然后通过在第二时间t2再次跨越0v电平而下降到第二低电压
‑
v
out
/tr
aux
。辅助电压v
aux
(t)195在对应于第一谷点310的第三时间t3达到第二低电压
‑
v
out
/tr
aux
。辅助电压v
aux
(t)195接着通过在第四时间t4跨越0v电平而再次上升到大约高电压v
out
/tr
aux
。辅助电压v
aux
(t)195接着通过在第五时间t5跨越0v电平而再次下降到第二谷点312。辅助电压v
aux
(t)195接着通过在第六时间t6跨越0v电平而再次上升到低于高电压v
out
/tr
aux
的电压。辅助电压v
aux
(t)195接着通过在第七时间t7跨越0v电平而再次下降。在第八时间t8，主开关122接通并且辅助电压v
aux
(t)195返回到低电压
‑
v
in
/tr
vin
。
48.在图3b中，示出了根据本公开的由零电压交叉检测电路200产生的示例性偏移辅助信号vauxoffset 244的曲线图336。偏移辅助信号vauxoffset 244的曲线图336被绘制为电压对时间。如稍早所论述，偏移辅助信号vauxoffset 244具有与辅助电压v
aux
(t)195相同
的波形形状，但具有衰减的振幅和dc偏移v
dc
。因此，偏移辅助信号vauxoffset 244在dc偏移v
dc
上下而不是在0v上下变化。在本公开中，偏移辅助信号vauxoffset 244越过dc偏移v
dc
仍被视为零交叉，因为它对应于由辅助绕组150产生的辅助电压v
aux
(t)195的实际零交叉。在此实例中，偏移辅助信号244vauxoffset的零交叉与辅助电压v
aux
(t)195的零交叉同时发生。
49.在图3c中，示出了根据本公开的由零电压交叉检测电路200产生的示例性比较信号compqr 236的曲线图340。比较信号compqr 236的曲线图340被绘制为逻辑值(即，数位1或0)对图3a和图3b所示的相同时间跨度。在此实例中，比较信号compqr 236包括第一脉冲344、第二脉冲346、第三脉冲348和第四脉冲350。第一脉冲344对应于指示偏移辅助信号244在t1之前小于v
dc
的比较(由比较电路204作出)。第二脉冲346对应于指示偏移辅助信号244在t2与t4之间小于v
dc
的比较。第三脉冲348对应于指示偏移辅助信号244在t5与t6之间小于v
dc
的比较，并且第四脉冲350对应于指示偏移辅助信号244在t7之后小于v
dc
的比较。在此实例中，第二脉冲346具有对应于第一谷值的第一半周期354(图3a所示)的第一脉冲宽度352，并且第三脉冲348具有对应于第二谷值的第二半周期358(图3a所示)的第二脉冲宽度356。在此实例中，第一四分之一周期360对应于第一脉冲宽度352的一半，并且第二四分之一周期362对应于第二脉冲宽度356的一半。第一谷点310位于距t2的第一四分之一周期360(即，第一分频脉冲宽度)处，并且第二谷点312位于距t5的第二四分之一周期362(即，第二分频脉冲宽度)处。在此实例中，主开关122在距t7的第三四分之一周期364(在第三谷点313处)接通。
50.转向图3d，示出了根据本公开的由准谐振自动调谐控制器104产生的谷点信号(“valleypoint”)198的曲线图366。谷点信号198的曲线图366被绘制为逻辑值(例如，数位1或0)对图3a至图3c所示的相同时间跨度。
51.谷点信号198的曲线图366示出第一脉冲370、第二脉冲372和第三脉冲374。三个脉冲370、372和374与比较信号compqr 236的三个脉冲346、348和350相比更短，并且在偏移辅助信号vauxoffset244的四分之一周期时间开始。也就是说，第一脉冲370在距t2的第一四分之一周期360处开始，第二脉冲372在距t5的第二四分之一周期362处开始，并且第三脉冲374在距t7的第三四分之一周期364处开始。因此，第一脉冲370、第二脉冲372和第三脉冲374分别对应于真实的第一谷点310、第二谷点312和第三谷点313。
52.图4是例示根据本公开的准谐振自动调谐控制器104的操作的示例性过程400的一部分的流程图。过程400开始于接收402来自辅助绕组150的偏移辅助信号vauxoffset 244以及比较参考信号246。如稍早所论述，偏移辅助信号vauxoffset 244包括一系列振荡波痕(即，准谐振信号)，其中所述一系列振荡波痕中的每个振荡波痕具有峰点和谷点。过程400接着将偏移辅助信号vauxoffset 244与比较参考信号246进行比较404以产生比较信号compqr 236，当偏移辅助信号vauxoffset 244小于比较参考信号246时，比较信号compqr 236包括一系列脉冲，其中所述一系列脉冲中的每个脉冲具有对应于所述一系列振荡波痕中的振荡波痕的半周期的脉冲宽度。如稍早所论述，偏移辅助信号244通过dc偏移v
dc
和增益/衰减因子h与辅助信号196相关。过程400接着确定406比较信号compqr 236的一系列脉冲中的每个脉冲的脉冲宽度，根据每个脉冲宽度产生408分频脉冲宽度，其中分频脉冲宽度对应于振荡波痕的四分之一周期(即，脉冲宽度的一半)，然后将每个脉冲的分频脉冲宽度
存储410在脉冲宽度lut228中。在后续开关循环中，过程400接着使用比较信号确定412偏移辅助信号244小于比较参考信号246(即，例如在主开关122的后续开关循环中已经检测到另一个谷值)。如果偏移辅助信号244不小于比较参考信号246，则过程400重复步骤402至412。相反，如果偏移辅助信号244小于比较参考信号246(即，对应于后续开关循环期间的期望谷值)，则过程400等待414对应于存储在脉冲宽度lut228中的四分之一脉冲宽度的时间段。过程400接着在等待时间段之后产生416谷点信号198，并且过程400重复。
53.在此实例中，产生404比较信号compqr 236的步骤包括子步骤，所述子步骤包括：用串联电容器210从辅助信号196中去除dc电压；加上参考电压以产生偏移辅助信号244；以及通过将偏移辅助信号vauxoffset 244与比较参考信号246进行比较来产生比较信号compqr 236。如稍早所论述，比较信号compqr 236包括指示偏移辅助信号vauxoffset 244何时小于比较参考信号246的一系列脉冲。此外，确定406脉冲宽度的步骤包括：对与比较信号compqr 236的一系列脉冲中的每个脉冲的脉冲宽度对应的时间长度进行计数，其中所述时间长度对应于振荡波痕的半周期。此外，产生408分频脉冲宽度的步骤包括：将每个脉冲宽度除以二以产生分频脉冲宽度，其中所述分频脉冲宽度对应于振荡波痕的四分之一周期。
54.本领域的技术人员应了解，初级侧控制器100、反激式转换器102和准谐振自动调谐控制器104的或与之相关联的电路、部件、模块和/或装置被描述为彼此进行信号通信，其中信号通信是指电路、部件、模块和/或装置之间的允许电路、部件、模块和/或装置传递和/或接收来自另一个电路、部件、模块和/或装置的信号和/或信息的任何类型的通信和/或连接。通信和/或连接可沿着电路、部件、模块和/或装置之间的允许信号和/或信息从一个电路、部件、模块和/或装置传递到另一个电路、部件、模块和/或装置的任何信号路径，并且包括无线或有线信号路径。信号路径可以是物理的，例如像导电金属线、电磁波导件、电缆、附接和/或电磁或机械耦合的端子、半导体或介电材料或器件，或其他类似物理连接或耦合。另外，信号路径可以是非物理的，诸如自由空间(在电磁传播的情况下)或穿过数字部件的信息路径，其中通信信息以变化数字格式从一个电路、部件、模块和/或装置传递到另一个电路、部件、模块和/或装置而无需通过直接电磁连接。
55.应理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可改变本发明的各个方面或细节。这并非是详尽的并且不将所要求保护的发明局限于所公开的精确形式。此外，前面的描述仅仅是为了说明目的，而不是为了限制目的。修改和改变鉴于以上描述是可行的，或者可通过实践本发明获得。权利要求及其等效物限定本发明的范围。
56.在实现方式的一些替代实例中，框中提到的一个或多个功能可不按附图中提到的顺序出现。例如，在一些情况下，连续示出的两个框可基本上并发地执行，或者框有时可按相反顺序执行，这取决于所涉及的功能性。另外，除了流程图或框图中所例示的框之外，也可添加其他框。
57.对实现方式的不同实例的描述已经出于说明和描述的目的而呈现，且并不意图是详尽的或局限于所公开的实例形式。许多修改和变化对于本领域普通技术人员将是明显的。此外，与其他期望的实例相比，实现方式的不同实例可提供不同的特征。挑选并描述一个或多个选定实例以最佳地解释实例的原理、实际应用，并且使本领域的其他普通技术人员能够理解本公开的具有如适合于所设想特定用途的各种修改的各种实例。
58.此外，已经详细参考所公开发明的实现方式的实例，其中的一个或多个实例已经在附图中例示。每个实例均以解释本技术而非限制本技术的方式提供。虽然已经关于本发明的实现方式的具体实例详细描述本说明书，但应了解，本领域的技术人员在理解前述内容时可容易构想出实现方式的这些实例的替代方案、变型和等效物。例如，作为实现方式的一个实例的一部分例示或描述的特征可与另一个实现方式的实例一起使用，以产生实现方式的又一个实例。因此，期望本主题涵盖所附权利要求及其等效物的范围内的所有此类修改和变化。在不脱离本发明的范围的情况下，本领域普通技术人员可对本发明进行这些和其他修改和变化，本发明的范围在所附权利要求中更具体地阐述。此外，本领域的一般技术人员应了解，前述描述仅通过举例给出，且并不意图限制本发明。