一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法与流程

1.本发明涉及一种深海环境下基于垂直线列阵的盲解卷积方法，适用于深海大深度垂直线列阵与海面附近宽带声源之间信道冲击响应的估计问题，属于海洋工程、水声工程、阵列信号处理和声呐技术等领域。


背景技术：

2.准确地估计声源与接收阵列之间的信道冲激响应对于水声通信和水下目标定位具有重要意义。利用阵列接收信号，盲解卷积方法能够同时估计出信道冲激响应和声源信号波形，因此其一直以来都受到水声工作者的广泛关注。目前，盲解卷积方法主要包括时频分析方法、最小二乘方法、多卷积方法和基于射线理论的盲解卷积方法。
3.上述盲解卷积方法中，基于射线理论的盲解卷积方法(ray
‑
based blind deconvolution,rbd)具有实际应用简单、计算量小等优点，目前已被广泛地应用于信道均衡、浅海声源定位、海底参数反演以及阵型校准等问题。rbd方法的基本思想是：首先利用常规宽带波束形成器分离出到达接收阵列的某条声线并进行波束输出，该波束输出的相位包含未知的声源相位和一个与所选声线有关的时延；然后利用该波束输出的相位对各阵元接收信号进行相位补偿，即可得到当前收发配置下的信道冲激响应。
4.但是，在深海环境下，对于大深度短孔径垂线阵，现有的rbd方法无法直接应用。其原因在于：当阵列位于海底附近而声源位于海面附近时，声线直达路径和海面反射路径(或海底反射路径和海面
‑
海底反射路径)的幅度近似相同且到达俯仰角十分接近，此时，对于短孔径垂直线列阵，常规宽带波束形成波束输出信号中将包含两条幅度近似相等的路径，这两条声传播路径的混叠限制了现有的rbd方法在深海环境下的应用。


技术实现要素：

5.要解决的技术问题
6.为解决现有rbd方法在深海环境下由于阵列波束分辨能力不足和多径混叠而导致的性能下降问题，本发明提出一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法。该方法基于直达和海面反射路径的时延差和波束形成器的输出相位构造相位补偿因子，使用所构造的补偿因子对声源接收信号进行相位补偿从而估计信道冲激响应。
7.技术方案
8.一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法，其特征在于步骤如下：
9.步骤1：在深海海底布放一套垂直线列阵接收海面声源发出的宽带信号；所述的垂直线列阵由m个阵元组成，阵元间隔为d，阵列采样频率为f
s
，第j个阵元接收的时域信号为x
j
(k)，k为采样时间点；
10.步骤2：对垂线阵接收信号进行频域宽带波束形成，具体流程如下：首先对阵元接收信号进行快速傅立叶变换，得到频域接收信号，记第j个阵元的频域接收信号为x
j
(f)；其次，在指定频带[b1,b2]hz内，对每个频点上的接收信号进行波束形成，频点f
n
处指向角度θ
的波束形成器权值为
[0011][0012]
其中上标“t”表示转置运算，c为波束形成参考声速，i为虚数单位；频点f
n
处指向角度θ的波束形成器输出为
[0013][0014]
其中上标“h”表示共轭转置运算，
“×”
表示向量相乘，n＝1,2,
…
,n，n为波束形成频点数；
[0015]
在指定频带[b1,b2]hz内，将所有频点的波束形成器输出非相干叠加，得到宽带波束形成方位谱
[0016][0017]
步骤3：记波束形成方位谱b(θ)的最大值对应的角度为θ
max
，取θ
max
方向对应的所有频点的波束形成器输出组成向量
[0018]
y(θ
max
)＝[y(θ
max
,f1),y(θ
max
,f2),
…
y(θ
max
,f
n
)]
t
ꢀꢀ
(4)
[0019]
步骤4：对步骤3中波束形成器输出向量y(θ
max
)进行快速逆傅里叶变换，得到波束形成器输出的时域信号
[0020]
y(k,θ
max
)＝2real{ifft{y
a
(θ
max
)}}
ꢀꢀ
(5)
[0021]
其中real{
·
}表示取实部运算，ifft{
·
}表示快速逆傅立叶变换，y
a
(θ
max
)表示补零后的频域波束形成器输出向量；
[0022]
步骤5：对y(k,θ
max
)进行自相关，得到自相关函数
[0023][0024]
其中l为接收机开机时长，对r(σ,θ
max
)进行峰值搜索，得到直达路径和海面反射路径之间的时延差σ
d/sr
[0025][0026]
其中max{
·
}表示取最大值；
[0027]
步骤6：使用θ
max
方向的波束形成器输出和直达
‑
海面反射路径的时延差σ
d/sr
构造相位补偿因子，频点f
n
处的相位补偿因子为
[0028][0029]
其中arg(
·
)表示取相位运算；
[0030]
步骤7：使用步骤6中的相位补偿因子对阵元接收信号进行相位补偿，得到信道冲激响应的估计结果；第j个阵元频点f
n
的频域信道冲激响应估计结果为
[0031][0032]
步骤8：对步骤7所得到的频域信道冲激响应进行快速逆傅里叶变换，得到时域信道冲激响应结果；将第j个阵元对应的所有频点处的频域冲激响应结果组成向量
[0033]
g
j
＝[g
j
(f1),g
j
(f2),
…
g
j
(f
n
)]
t
ꢀꢀ
(10)
[0034]
对g
j
进行补零操作，将处理频带外的分量置零；对补零后的频域冲激响应g
aj
进行快速逆傅立叶变换即可得到第j个阵元处的时域信道冲激响应
[0035]
g
j
(k)＝2real{ifft{g
aj
}}
ꢀꢀ
(11)
[0036]
步骤9：对于垂线阵的所有阵元执行步骤7和步骤8，即可得到垂直线列阵与声源之间信道冲激响应的估计值。
[0037]
所述的声源位于海面以下200m，声源信号带宽不小于300hz。
[0038]
所述的垂直线列阵位于海底以上500m，包含16个阵元。
[0039]
所述的声源与垂直线列阵的水平距离范围为5～30km。
[0040]
有益效果
[0041]
基于深海环境下的声传播特征，本发明提出了一种基于垂直线列阵的盲解卷积方法。所提方法将常规宽带波束输出中直达波和海面反射波的时延差信息引入信道冲激响应估计中，利用多途时延差信息和波束形成器输出相位构造新的相位补偿项。该方法适用于小孔径垂直线列阵，同时计算简单、计算量小。本发明的基本原理和实施方案经过了计算机数值仿真的验证，其结果表明，在典型深海环境下，所提方法能够正确地估计出声源和接收阵列之间的信道冲激响应，其估计效果优于现有rbd方法。
[0042]
相比于现有rbd方法，本发明所提出的盲解卷积方法在深海环境下具有更好的性能，其优势在于：1)本发明所提方法能够应用于孔径较小的垂线阵，硬件成本低；2)本发明所提方法使用常规宽带波束形成方法，计算量较小；3)相比于现有rbd方法，本发明所提方法能够更为准确地估计出深海环境下的信道冲击响应。
附图说明
[0043]
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
[0044]
图1是仿真场景声速剖面示意图。
[0045]
图2是使用bellhop声场模型仿真的理想信道冲激响应时域结果。
[0046]
图3是使用bellhop声场模型仿真得到的归一化的阵列接收信号。
[0047]
图4是本发明所提出的一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法信号处理流程图。
[0048]
图5是归一化频域宽带波束形成方位谱。
[0049]
图6是使用本发明所提盲解卷积方法估计得到的信道冲激响应时域结果。
[0050]
图7是使用现有rbd方法估计得到的信道冲激响应时域结果。
具体实施方式
[0051]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0052]
1.深海波导环境、声源以及接收垂线阵配置。
[0053]
为验证本发明方法的有效性，利用计算机进行仿真实验。本实施例考虑一个典型深海环境，海深为3950m，海水声速剖面如附图1所示，海水密度为1.0g/cm3；海底半空间声速为1600m/s，密度为1.5g/cm3，海底底质压缩波衰减系数为0.14db/λ。接收所使用的垂直线列阵由16个阵元组成，阵元间隔为4m，阵列中心深度为3716m。声源深度为25m，声源距离垂直线列阵的水平距离为6.025km。考虑处理带宽为[100,1000]hz，使用bellhop计算得到的该收发配置下声源与垂线阵之间的理想信道冲激响应如附图2所示。
[0054]
2.垂直线列阵接收信号
[0055]
本实施例将声源信号建模为一段长度为5s的宽带高斯白噪声，带宽为[100,1000]hz。该声源信号由一段长度为5s的高斯随机噪声经过一个通带为[100,1000]hz的带通滤波器产生。使用bellhop声场模型仿真垂直线列阵各个阵元的接收信号：假设声源信号的幅度为1，各个传感器在声源信号发出的同时开始采集，接收机开机时间均为t
r
＝20s，采样频率为f
s
＝5khz。
[0056]
接收信号的仿真方法为：针对不同阵元，使用bellhop声场模型计算出声源位置与接收阵元位置之间声线的到达时间和幅度。然后使用这些声线到达结构构成信道冲击响应(如附图2所示)，将声源信号与信道冲击响应进行时域卷积，即可得到该阵元的接收信号。最后根据信噪比在仿真的接收信号中添加噪声。假设各个阵元在t
r
内的接收信噪比均为snr＝0db，依次对16个阵元进行上述操作，即可得到各阵元接收信号，其归一化结果如附图3所示。
[0057]
3.一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法
[0058]
如附图4所示，本发明所述的一种基于垂直线列阵的深海盲解卷积方法具体实施过程如下：
[0059]
步骤1：在附图1所示的典型深海环境下，在海底附近布放一套16阵元垂直线列阵接收海面附近声源所发出的宽带信号，阵列中心深度为3716m，阵元间隔为4m。声源深度为25m，声源与接收阵列之间的水平距离为6.025km，阵列采样频率为5khz。第j个传感器接收信号为x
j
(k)，其长度为1
×
105，其中j＝1,2,
…
,16。本实施例中这一步已通过bellhop声场模型仿真完成。
[0060]
步骤2：对垂线阵接收信号进行频域常规宽带波束形成，其具体流程如下：首先对阵元信号进行1
×
105点的快速傅立叶变换(fft)，得到频域接收信号。其次，在频带[100,1000]hz内，对每个频点上的接收信号进行常规波束形成，频点f
n
处指向角度θ的波束形成器权值为
[0061][0062]
其中波束形成参考声速c取为阵列中心深度处的声速值。频点f
n
处指向角度θ的波束形成器输出为
[0063][0064]
其中n＝1,2,
…
n，n为波束形成频点数。记第j个阵元的频域接收信号为x
j
(f)，其长度为1
×
105，fft结果中的频域间隔为0.05hz。x
j
(f)中第2000个点对应100hz处的信号分量，第20001个点对应1000hz处的信号分量，因此共进行波束形成n＝18002次，f1＝100hz,f2＝100.05hz,
…
,f
18002
＝1000hz。
[0065]
在每个频点处，以0.2
°
为间隔进行波束扫描，扫描时0
°
对应垂直(向海面)方向，90
°
对应水平方向。将n＝18002个频点的波束形成输出非相干叠加，得到宽带波束形成方位谱如附图5所示
[0066][0067]
步骤3：在附图5所示波束形成方位谱中找到能量最大的角度，为θ
max
＝59.6
°
。取指向59.6
°
方向对应的n＝18002个频点的波束形成输出组成向量
[0068]
y(θ
max
)＝[y(θ
max
,f1),y(θ
max
,f2),
…
y(θ
max
,f
18002
)]
t
ꢀꢀ
(15)
[0069]
步骤4：在y(θ
max
)前补1999个零，在y(θ
max
)后补8
×
104‑
1个零，得到y
a
(θ
max
)。对y
a
(θ
max
)进行快速逆傅里叶变换得到波束形成器输出的时域信号
[0070]
y(k,θ
max
)＝2real{ifft{y
a
(θ
max
)}}
ꢀꢀ
(16)
[0071]
其中real{
·
}表示取实部运算，ifft{
·
}表示逆快速傅立叶变换，上述操作中y
a
(θ
max
)和y(k,θ
max
)的长度均为1
×
105。
[0072]
步骤5：对y(k,θ
max
)进行自相关，得到自相关函数
[0073][0074]
其中l＝1
×
105。对r(σ,θ
max
)进行峰值搜索，得到直达路径和海面反射路径之间的时延差σ
d/sr
[0075][0076]
其中max{
·
}表示取最大值。本实施例中，σ
d/sr
＝0.0142s。
[0077]
步骤6：使用θ
max
方向的波束形成器输出和直达
‑
海面反射路径的时延差估计结果σ
d/sr
构造阵元信号相位补偿因子，频点f
n
处的相位补偿因子为
[0078][0079]
其中arg(
·
)表示取相位运算。对于本实施例，f1＝100hz,f2＝100.05hz,
…
,f
18002
＝1000hz。
[0080]
步骤7：使用步骤6中的相位补偿因子对阵元接收信号进行相位补偿，得到信道冲激响应的估计结果。第j个阵元频点为f
n
处的频域信道冲激响应估计结果为
[0081][0082]
对于本实施例，f1＝100hz,f2＝100.05hz,
…
,f
18002
＝1000hz，j＝1,2,
…
,16
[0083]
步骤8：将步骤7所得到的频域信道冲激响应进行快速逆傅里叶变换，得到时域信道冲激响应结果。将第j个阵元对应的所有频点处的频域冲激响应结果组成向量
[0084]
g
j
＝[g
j
(f1),g
j
(f2),
…
g
j
(f
18002
)]
t
ꢀꢀ
(21)
[0085]
对g
j
进行补零操作，在其前边补1999个零，在其后边补8
×
104‑
1个零得到g
aj
。对补零后的频域冲激响应g
aj
进行快速逆傅立叶变换即可得到第j个阵元对应的时域信道冲激响应
[0086]
g
j
(k)＝2real{ifft{g
aj
}}
ꢀꢀ
(22)
[0087]
步骤9：对于垂线阵的所有阵元，执行步骤7和步骤8，得到阵列与声源之间信道冲激响应的时域估计结果。
[0088]
对于本实施例，本发明所提方法得到的信道冲激响应估计结果如附图6所示，作为对比，附图7给出了利用现有rbd方法得到的信道冲激响应估计结果。与附图2中的理想冲激响应对比可以发现，在本实施例所述的典型深海环境下，现有rbd方法无法分辨出各条到达声线，而本发明所提方法成功地估计出了4条到达路径，具有更好的估计效果。
[0089]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明公开的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。