用于变压器切换绕组的组合开关的制作方法

1.本实用新型涉及电力电子产品领域，尤其是指一种用于变压器切换绕组的组合开关及其控制方法。


背景技术：

2.在工业应用领域中，许多dc
‑
dc变换器的变压器绕组需要进行多档切换以满足宽输出范围、高效率的需求，例如电动汽车充电电源，为了满足不同车型的充电需求，输出电压范围必须覆盖各种不同车型的电池电压等级，可调范围从0v到1000v以上，同时不同输出电压下都需要最大功率并且高效率输出，满足快充和节能的要求。由此，需要对变换器内部变压器绕组进行多档切换，以在不同输出电压下改变原副边匝比，扩宽变换器满功率输出电压范围同时提高各范围段内的变换效率。
3.为了维持电动车的正常充电，在变压器绕组切换过程中，还要维持变换器输出不中断。


技术实现要素：

4.本实用新型所要解决的技术问题是：提供一种用于变压器切换绕组的组合开关及其控制方法，在正常工作时，组合开关的损耗低，变化器转换效率高，切换时组合开关能够快速完成变压器绕组的切换，并维持变换器的输出不中断。
5.为了解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案为：本实用新型第一方面提供一种用于变压器切换绕组的组合开关，所述变压器包括至少两个原边绕组与至少一个副边绕组，所述原边绕组的输入端分别设有分时独立工作的所述组合开关；所述组合开关包括并联的主电子开关及副电子开关；在原边绕组正常工作时，只有所述主电子开关流过电流；所述副电子开关，用于在对应的所述主电子开关进行切换动作时，开通所述副电子开关，维持所述压器的正常工作。
6.其中，所述主电子开关为继电器，所述继电器对应至少两个副电子开关，所述副电子开关的源极短接，且所述副电子开关的漏极分别接到所述继电器的对应触点；所述继电器，用于配合至少两个副电子开关，以控制至少两个所述原边绕组的切换。
7.其中，所述副电子开关为mos管或者igbt管。
8.具体的，所述副电子开关为igbt管，两个所述igbt管对顶连接。
9.具体的，所述主电子开关与所述副电子开关，分别设有驱动电路。
10.本实用新型的有益效果在于：在变压器正常工作时，通过主电子开关继电器将电流传送到对应的原边绕组，线路损耗低；在切换绕组时，通过副电子开关的快速开启与闭合，只需要把握好切换的时间，即可维持变压器的工作状态。由此，在正常工作时组合开关损耗低，变换器转换效率高，在切换绕组的过程中，变换器输出功率不中断，并维持电动车的正常充电。
附图说明
11.下面结合附图详述本实用新型的具体结构
12.图1为本实用新型的组合开关的第一实施例的电路图；
13.图2为本实用新型的组合开关的第二实施例的电路图；
14.图3为本实用新型的组合开关的控制方法的第一实施例的原理图；
15.图4为本实用新型的组合开关的控制方法的第二实施例的原理图。
16.标记说明
[0017]1‑
第一整流单元；2
‑
第二整流单元；
[0018]
110
‑
副电子开关；120
‑
主电子开关。
具体实施方式
[0019]
为详细说明本实用新型的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图详予说明。
[0020]
请参阅图1，图1为本实用新型的组合开关的第一实施例的电路图。
[0021]
本实用新型的第一方面，提供一种用于变压器切换绕组的组合开关，所述变压器包括至少两个原边绕组与至少一个副边绕组，所述原边绕组的输入端分别设有分时工作的所述组合开关；所述组合开关包括并联的主电子开关120及副电子开关110；在原边绕组正常工作时，通过所述主电子开关120传导电流；在对应的所述主电子开关120进行切换动作时，开通所述副电子开关110，维持所述压器的正常工作。
[0022]
本实用新型组合开关的效果在于：在变压器正常工作时，通过主电子开关120将电流传送到对应的原边绕组，线路损耗低；在切换绕组时，通过副电子开关110的快速开关，只需要把握好切换的时间，即可维持变压器的工作状态。由此，在切换绕组的过程中，变换器输出功率不中断，并维持电动车的正常充电。
[0023]
当组合开关要关断时，先控制组合开关内的副电子开关110导通，延时一段时间后在控制主电子开关120脱开，再延时一段时间后再控制副电子开关110断开；
[0024]
当组合开关要导通时，先控制组合开关内的副电子开关110导通，延时一段时间后在控制主电子开关120闭合。
[0025]
需要了解的是，在变换器内部绕组进行多档切换时，可以在不同输出电压下改变原副边匝比，其中，原副边匝比与输出的电压成反比。在高压输出时，原副边匝比小，可以提高变换器的最高电压输出能力；在低压输出时，原副边匝比大，可以减小原边电流，降低原边损耗。
[0026]
基于此，在电动车电池电压从低压充到高压的过程中，可以应用本实施例的技术方案，在切换变压器原副边匝比时保持充电终端的正常工作，平稳地进行变压器匝比的多档切换。
[0027]
在本实施例中，选择继电器为主电子开关120，在正常的工作状态下，只通过主电子开关120将电流传送到对应的原边绕组。由此，在实现不关机切换的前提下，正常工作时可以只选择继电器工作，以进一步地降低损耗。
[0028]
可选地，所述副电子开关110为mos管或者igbt管。
[0029]
mos管，是mosfet的缩写。mosfet金属
‑
氧化物半导体场效应晶体管，简称金氧半场
效晶体管(metal
‑
oxide
‑
semiconductor field
‑
effect transistor,mosfet)。
[0030]
igbt管(insulated gate bipolar transistor)，即绝缘栅双极型晶体管，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。
[0031]
当只选择mos管或者igbt管作为切换绕组的开关时，可以进行更平稳地切换。然而，由于mos管或者igbt固有的特性，其长时间工作损耗大，变换器效率低，而且mog管或者igbt管散热困难，因此本实用新型才选择继电器作为主开关120，mos管与igbt管作为副电子开关110，在完成电路切换后，只有主开关继电器工作，损耗低。
[0032]
具体的，所述副电子开关110为igbt管，两个所述igbt管对顶连接。两个igbt对顶连接，关断后能够阻断正、负两个方向的电流。
[0033]
具体的，所述主电子开关120与所述副电子开关110，分别设有驱动电路。
[0034]
需要了解的是，在一个副电子开关110中，两个igbt管对顶连接，可以共用同一个驱动开关，同步导通或者关断。
[0035]
所述组合开关内，所述第一副电子开关igbt管的c极与所述主电子开关继电器的第一触点相连接，并连接到前级高频逆变电路的端口，所述第一副电子开关igbt管的e极与所述第二副电子开关igbt管的e极相连接，所述第二副电子开关igbt管的c极与所述主电子开关继电器的第二触点相连接，并连接到所述原边第一绕组的第一引脚。
[0036]
所述原边第一绕组的第二引脚和原边第二绕组的第一引脚相连接，再通过第二组合开关连接到前级高频逆变电路的第一端口，所述原边第二绕组的第二引脚连接到前级高频逆变电路的第二端口。
[0037]
请参阅图2，图2为本实用新型的组合开关的第二实施例的电路图。
[0038]
进一步地，所述变压器副边绕组为两个，两个所述副边绕组分别输出到第一整流单元1及第二整流单元2；
[0039]
所述第一整流单元1的第一端口连接输出滤波器的正输入端；所述第一整流单元1的第二端口连接副边的第一切换开关的一端，所述副边的第一切换开关的另一端连接输出滤波器的负输入端；
[0040]
所述第二整流单元2的第一端口连接所述副边的第二切换开关的一端，所述副边的第二切换开关的另一端连接输出滤波器的正输入端；所述第二整流单元2的第二端口连接输出滤波器的负输入端。
[0041]
由此，将副边的第一切换开关ss1、副边的第二切换开关ss2闭合，则副边的第一绕组ns1与副边的第二绕组ns2并联，此时，相对于副边的第一绕组ns1与副边的第二绕组ns2串联，可以在低压输出时进一步降低变压器原边电流，减少原边损耗，进而可以在低压时输出更大电流。
[0042]
而为了更好地调节模块的输出范围，还包括副边的第三切换开关；所述第一整流单元1的第二端口连接所述副边的第三切换开关的一端，所述副边的第三切换开关的另一端连接所述第二整流单元2的第一端口。
[0043]
由此，本实施例的技术方案通过原边组合开关切换变压器原边绕组，副边开关切换副边绕组串、并联的组合方式可以进一步拓宽变换器的恒功率输出范围，提高变换器的效率。
[0044]
在一可选的实施例中，若变压器原边绕组数为m(m≥2)个，m个绕组依次串联，相对应的，组合开关数量也增加到m个，每个绕组通过一个组合开关接到高频逆变电路中。
[0045]
请参阅图3及图4；图3为本实用新型的组合开关的控制方法的第一实施例的原理图；图4为本实用新型的组合开关的控制方法的第二实施例的原理图。其中，第一组合开关为导通的组合开关，第二组合开关为待导通的组合开关。
[0046]
本实用新型第二方面提供一种组合开关的控制方法，控制任意实施例所述的组合开关，所述原边绕组包括串联的第一绕组与第二绕组，所述第一绕组与所述第二绕组的输入端分别设有所述组合开关；所述方法用于，控制从所述正在工作的组合开关切换到另一组合开关工作，所述方法包括如下步骤：
[0047]
步骤s101、闭合当前正在工作所述组合开关的副电子开关；
[0048]
步骤s102、在第一预设时间t1后，断开当前正在工作所述组合开关的主电子开关；
[0049]
步骤s103、在第二预设时间t2后，断开当前正在工作所述组合开关的副电子开关；
[0050]
步骤s104、在第三预设时间t3后，闭合准备工作所述组合开关的副电子开关。
[0051]
步骤s105、在第四预设时间t4后，闭合准备工作所述组合开关的主电子开关。本实施例中，上述方法的效果在于，可以在不中断输出功率情况下完成变压器绕组的多档切换。需要了解的是，本实施例中，第一组合开关导通，第二组合开关断开时，第一绕组和第二绕组串联后的总绕组工作；第二组合开关导通，第一组合开关断开时，只有第二绕组工作。
[0052]
可选地，所述方法还包括：降低副电子开关损耗的步骤，具体包括：步骤s106、在第五预设时间t5后，断开刚切换完成工作的所述组合开关的副电子开关。
[0053]
其中，所述第二预设时间小于1000毫秒，且大于或等于1毫秒；所述第二预设时间，用于确定所述导通的组合开关的主电子开关断开。
[0054]
所述第三预设时间小于1000纳秒，且大于或等于1纳秒；所述第三预设时间，用于避免所述待导通的组合开关所对应的原边绕组短路，以维持所述原边绕组的输出。
[0055]
在一具体的实施例，包括新型的dc
‑
dc变换器电路及其控制方法。主电路部分包括：三电平全桥高频逆变电路，用于选通变压器原边绕组的组合开关及其驱动电路，高频变压器，输出整流和滤波电路。组合开关包含两组，每组组合开关包括一个继电器和两个igbt；变压器原边包含2个绕组np1和np2。
[0056]
图示中的高电平信号表示对应的igbt导通、继电器闭合，低电平信号表示对应的igbt关断、继电器脱开；不代表实际的驱动信号，实际的驱动信号可以是持续的正、负电平信号、也可以是固定宽度的正、负脉冲信号；图示中的虚线箭头表示组合开关切换时电路中的电流转移路径。
[0057]
当变压器原边绕组控制需要关断第一组合开关的继电器，闭合第二组合开关的继电器时；
[0058]
如图3所示，在t0时刻先控制第一组合开关内的igbt导通，延时t1时间后控制第一组合开关内的继电器脱开，延时t2时间之后控制第一组合开关内的igbt关断，t2时间设定10ms，要确保组合开关内的继电器安全脱开后才能关断组合开关内的igbt；延时t3时间后控制第二组合开关内的igbt导通，t3时间这里设定的是100ns，要确保切换时变压器原边绕组不短路，且快速完成切换，保持输出功率不中断，延时t4时间后控制第二组合开关内的继电器闭合，延时t4时间后控制组合开关2内的igbt关断。
[0059]
如图4所示，同一组合开关内继电器闭合工作区间，相应的igbt也可以维持导通状态，在需要切换时，在t0时刻控制第一组合开关内的继电器脱开，延时t1时间后控制第一组合开关内的igbt关断，延时t2时间后控制第二组合开关内的igbt导通，延时t3时间后控制第二组合开关内的继电器闭合。
[0060]
以上所述仅为本实用新型的实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是利用本实用新型说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本实用新型的专利保护范围内。